Дырявая волновая антенна

Антенна вытекающей волны ( LWA ) относится к более общему классу антенн бегущей волны , в которых в качестве основного излучающего механизма используется бегущая волна на направляющей конструкции. Антенны бегущей волны делятся на две основные категории: антенны на медленных волнах и антенны на быстрых волнах, которые обычно называют антеннами на вытекающей волне.

Введение

Бегущая волна в антенне вытекающей волны — это быстрая волна, фазовая скорость которой превышает скорость света.Этот тип волны излучается непрерывно по всей своей длине, и, следовательно, волновое число распространения k z является комплексным и состоит как из фазы, так и из константы затухания. С помощью этого типа антенны с низким уровнем боковых лепестков можно получить высоконаправленные лучи под произвольным заданным углом. Фазовая постоянная волны β управляет углом луча (и его можно изменять, изменяя частоту), а константа затухания α управляет шириной луча. Распределение апертуры также можно легко сузить, чтобы контролировать уровень боковых лепестков или форму луча.Антенны вытекающей волны можно разделить на две важные категории: равномерные и периодические, в зависимости от типа направляющей конструкции.

Униформа LWA

Однородная структура имеет однородное (постоянное) поперечное сечение по длине структуры, обычно в виде волновода , частично открытого для обеспечения прохождения излучения. Направленная волна в однородной структуре является быстрой волной и, следовательно, излучает по мере распространения.

Периодическое LWA

Антенная структура с периодической вытекающей волной — это антенна, состоящая из однородной структуры, поддерживающей медленную (неизлучающую) волну, которая периодически каким-либо образом модулируется. Поскольку медленная волна излучается на разрывах, периодические модуляции (разрывы) заставляют волну излучаться непрерывно по длине структуры. С более сложной точки зрения периодическая модуляция создает направленную волну, состоящую из бесконечного числа пространственных гармоник (Флокережимы). Хотя основная ( n = 0) пространственная гармоника является медленной волной, одна из пространственных гармоник (обычно n = -1) спроектирована как быстрая волна, и эта гармоническая волна является излучающей волной.

направляющая с прорезями

Типичным примером однородной антенны вытекающей волны является прямоугольный волновод, наполненный воздухом, с продольной щелью. Эта простая структура иллюстрирует основные свойства, общие для всех однородных антенн вытекающей волны.Основная мода волновода TE 10 представляет собой быструю волну с $\beta ={\sqrt {k_{0}^{2}-\left({\frac {\pi }{a}}\right)^{2}}}<k_{0}$ , где k 0 – волновое число вакуума. Излучение приводит к тому, что волновое число распространяющейся моды внутри открытой волноводной структуры становится комплексным.С помощью применения принципа стационарной фазы фактически можно обнаружить, что:

${\frac {\beta }{k_{0}}}={\frac {c}{v_{\text{ph}}}}={\frac {\lambda _{0}}{\lambda _{\text{g}}}}\simeq \sin \theta _{m}$

где θ m — угол максимального излучения, взятый с поперечной стороны (направление x), $c$ и λ 0 — скорость света и длина волны в вакууме, а λ g — опорная длина волны. Как это типично для однородного LWA, луч нельзя сканировать слишком близко к широкой стороне (θ m =0), поскольку это соответствует частоте среза волновода.Кроме того, луч нельзя сканировать слишком близко к концу загорания (θ m =90°, направление z), поскольку это требует работы на частотах, значительно превышающих границу среза, где могут распространяться моды более высокого порядка, по крайней мере, для волновода, заполненного воздухом. Сканирование ограничено только передним квадрантом (0<θm < Π/2) для волны, распространяющейся в положительном направлении z.

Это одномерное (1D) распределение апертуры вытекающей волны приводит к образованию «веерного луча», имеющего узкую форму в плоскости xz (плоскость H) и широкую форму в поперечной плоскости. «Карандашный луч» можно создать с помощью массива таких одномерных излучателей.В отличие от замедляющей структуры очень узкий луч можно создать под любым углом, выбрав достаточно малое значение α. Простая формула для ширины луча, измеренной между точками половинной мощности ( $\simeq -3\,{\text{dB}}$ ), является:

$\Delta \theta \simeq {\frac {1}{{\frac {L}{\lambda _{0}}}\ \cos \theta _{m}}}$

где L — длина антенны вытекающей волны, а Δθ выражается в радианах. Для 90% излучаемой мощности можно принять:

${\frac {L}{\lambda _{0}}}\simeq {\frac {0.18}{\alpha /k_{0}}}\Rightarrow \Delta \theta \propto {\frac {\alpha }{k_{0}}}$

Поскольку утечка происходит по всей длине щели в волноводной конструкции, вся длина составляет эффективную апертуру антенны, если только скорость утечки не настолько велика, что мощность эффективно просачивается до того, как достигнет конца щели.Большая константа затухания подразумевает короткую эффективную апертуру, поэтому излучаемый луч имеет большую ширину луча. И наоборот, низкое значение α приводит к длинной эффективной апертуре и узкому лучу при условии, что физическая апертура достаточно длинная.Поскольку мощность излучается непрерывно по всей длине, поле апертуры антенны вытекающей волны со строго однородной геометрией имеет экспоненциальное затухание (обычно медленное), поэтому поведение боковых лепестков плохое. Наличие боковых лепестков обусловлено, главным образом, тем, что структура конечна вдоль z.Однако когда мы меняем геометрию поперечного сечения направляющей конструкции, чтобы изменить значение α в некоторой точке z, вполне вероятно, что значение β в этой точке также немного изменится. Однако, поскольку β нельзя изменять, необходимо дополнительно изменить геометрию, чтобы восстановить значение β, тем самым также несколько изменяя α.

Рис. 2: Дисперсионные кривые (нормированная фазовая постоянная или эффективный показатель преломления)

На практике эта трудность может потребовать двухэтапного процесса. В этом случае практика заключается в том, чтобы медленно изменять значение α по длине определенным образом, сохраняя при этом постоянное β (то есть угол максимального излучения), чтобы отрегулировать амплитуду распределения апертуры A(z) для получения желаемого значения. производительность боковых лепестков.Однородные антенны вытекающей волны можно разделить на заполненные воздухом и частично заполненные диэлектриком. В первом случае, поскольку поперечное волновое число k t становится постоянным в зависимости от частоты, ширина луча излучения остается точно постоянной.поскольку луч сканируется путем изменения частоты. Фактически, поскольку:

$\cos ^{2}\vartheta _{m}\simeq 1-\left({\frac {\beta }{k_{0}}}\right)^{2}$

где:

$k_{0}^{2}=k_{t}^{2}+\beta ^{2}\Rightarrow \left({\frac {\beta }{k_{0}}}\right)^{2}=1-\left({\frac {k_{t}}{k_{0}}}^{2}\right)$

$\Rightarrow \cos \vartheta _{m}\simeq \Delta \theta \simeq {\frac {2\pi }{k_{t}L}}={\frac {\lambda _{c}}{L}}$

не зависит от частоты (λ c — длина волны отсечки). Напротив, когда направляющая структура частично заполнена диэлектриком, поперечное волновое число k t является функцией частоты, так что Δθ изменяется при частотном сканировании луча. С другой стороны, что касается частотной чувствительности, т. е. того, насколько быстро сканируется угол луча при изменении частоты, частично нагруженная диэлектриком структура может сканировать в более широком диапазоне углов при том же изменении частоты, как это видно из Рис. 2, и поэтому является предпочтительным.

Безызлучательный диэлектрический волновод (НРД)

Рис. 3: Нерадиационный диэлектрический проводник

Рис. 4: асимметричный проводник из нерадиационного диэлектрика.

В ответ на требования к миллиметровым длинам волн новые антенны, как правило, основывались на открытых волноводах с меньшими потерями. Одним из возможных механизмов получения излучения является ракурс стороны. Рассмотрим, например, нерадиационный диэлектрический волновод (NRD) .

Расстояние a между металлическими пластинами меньше λ 0 /2, так что все соединения и разрывы (также кривые), сохраняющие симметрию, становятся чисто реактивными, а не обладающими радиационным содержанием. Когда вертикальные металлические пластины в направляющей NRD достаточно длинные, поле доминирующей моды полностью ограничивается, поскольку оно затухает до незначительных значений по мере достижения верхнего и нижнего открытых концов.Если верхняя часть пластин укорочена, как на рис. 3, то на верхнем открытом конце существует поле бегущей волны конечной амплитуды и если доминирующая мода направления NRD является быстрой (она может быть быстрой или медленной в зависимости от частота), мощность будет излучаться под углом от этого открытого конца.

Другой возможный механизм – асимметрия. В асимметричной антенне NRD-направляющей, изображенной на рис. 4, структура сначала разделена пополам горизонтально металлической стенкой, чтобы обеспечить излучение только с одного конца; поскольку электрическое поле в этой средней плоскости чисто вертикальное, структура поля не изменяется при разделении пополам.Затем в диэлектрическую область вводится воздушный зазор для создания асимметрии.В результате создается небольшое чистое горизонтальное электрическое поле, которое создает в воздушной области параллельных пластин моду, которая является модой ТЕМ , которая распространяется под углом между параллельными пластинами, пока не достигнет открытого конца и не вытечет. прочь.Необходимо удерживать параллельные пластины в воздушной зоне достаточно долго, чтобы вертикальная составляющая электрического поля исходной моды (представленная в направляющей параллельных пластин модой ТМ 1 ниже отсечки ) затухала до пренебрежимо малых значений на открытый конец. Тогда мода ТЕМ с ее горизонтальным электрическим полем является единственным полем, оставшимся в апертуре антенны, и поляризация поля тогда практически чистая (разрыв на открытом конце не вносит никаких кроссполяризованных компонентов поля).

Руководство по канавкам

Рис. 6: эскизы, показывающие переход от режима TE20 в направляющей с полным пазом слева к Г-образной конструкции антенны справа. Переход включает два последовательных деления пополам, ни одно из которых не нарушает распределение поля. Стрелки обозначают направления электрического поля.

Рис. 8: Влияние симметрии структуры на нормированные характеристики распространения

Рис. 9: Влияние нормализованной ширины шлейфа фазовых констант и констант затухания

Рис. 7: Поперечная эквивалентная сеть направляющей канавки

Канавочный волновод (показан на рис. 5) представляет собой открытый волновод с малыми потерями для миллиметровых волн, чем-то похожий на волновод NRD: центральная диэлектрическая область заменена воздушной областью большей ширины (более λ 0 /2). Поле снова экспоненциально затухает в областях меньшей ширины сверху и снизу. Антенна вытекающей волны создается путем разделения направляющей канавки пополам по горизонтали. Он также напоминает прямоугольный волновод с шлейфом.

Когда заглушка смещена от центра, полученная асимметричная структура будет излучать лучи.При увеличении смещения константа затухания α будет увеличиваться, а также увеличиваться ширина луча. Когда заглушка помещается до упора на один конец, в результате получается L-образная структура, которая излучает очень сильно.

Кроме того, обнаружено, что значение β меняется очень мало при перемещении заглушки, а α изменяется в очень большом диапазоне. Эта функция позволяет сужать апертуру антенны для контроля боковых лепестков.Тот факт, что L-образная структура сильно течет, может быть связан и с другим механизмом утечки: использованием вытекающих высших мод. В частности, может быть обнаружено, что все высшие моды канавки-направляющей являются негерметичными.

Например, рассмотрим первую высшую антисимметричную моду. Из-за симметрии структуры и направления линий электрического поля структуру можно разделить пополам дважды, чтобы получить L-образную форму, как показано на рис. 6.

Антенну можно проанализировать с использованием поперечной эквивалентной сети, основанной на сети Т-образных соединений.Выражения для элементов сети можно получить в простых замкнутых формах, но они очень точны.Получившаяся схема показана на рис. 7.

Обычно длина шлейфа должна составлять примерно половину длины волны или меньше, если шлейф узкий.

Чтобы использовать возможности технологии печатных плат, была разработана печатная версия предыдущей структуры. Таким образом, в процессе изготовления можно будет использовать фотолитографию, а конструкция конуса для управления боковыми лепестками может автоматически обрабатываться при изготовлении.

Структура изображена на вставке к рис. 8.Поперечная эквивалентная сеть для этой новой структуры антенны немного сложнее предыдущей, и выражения для элементов сети необходимо соответствующим образом изменить, чтобы учесть диэлектрическую среду.Более того, над трансформатором появляется дополнительная проводимость.

Шлейф и основные направляющие уже не одинаковы, поэтому их волновые числа и характеристические проводимости также различны.Опять же, α можно изменять, изменяя местоположение d щели, как это видно на фиг.8.Однако было обнаружено, что a' также является хорошим параметром для изменения с этой целью, как показано на фиг.9.

Ступенчатая направляющая (коньковая)

Была разработана и проанализирована интересная вариация предыдущих структур. Он основан на гребневом или ступенчатом волноводе, а не на прямоугольном волноводе. В конструкциях на основе прямоугольного волновода асимметрия достигалась за счет смещения от центра верхней поверхности шлейфа или продольной щели.

Рис. 11: поперечная эквивалентная сеть конькового или ступенчатого направляющего.

Здесь верхняя поверхность симметрична, а асимметрия создается за счет неравной длины каждой стороны под основной направляющей частью, как показано на рис. 10. Поперечные эквивалентные сети вместе с соответствующими выражениями для элементов сети были адаптированы. и расширен для применения к этим новым структурам. Эквивалентная схема представлена на рис. 11.Анализ поведения антенны показывает, что такая геометрия эффективно позволяет независимо управлять углом максимального излучения θ m и шириной луча Δθ. Определим два геометрических параметра: относительную среднюю длину плеча bm/a, где bm = (bl + br ) /2, и относительную неуравновешенность Δb/b m, где Δb=(bl + br ) /2.Рисунок 10: Пошаговая направляющая.Тогда оказывается, что, изменяя b m /a, можно регулировать значение β/k 0 без существенного изменения α/k 0 и что, изменяя Δb/b m, можно изменять α/k 0 в большом диапазоне, не влияя на β/k 0 много.

Таким образом, конструкция конуса для управления уровнем боковых лепестков будет включать только относительный дисбаланс Δb/b m .Поперечная эквивалентная сеть несколько усложняется наличием двух дополнительных изменений высоты волновода:которую можно смоделировать с помощью шунтирующих сопротивлений и идеальных трансформаторов.Идеальный трансформатор учитывает изменение характеристического сопротивления, а накопление реактивной энергии учитывается посредством резистивной проводимости.Сканирующие решетки обеспечивают сканирование в двух измерениях за счет создания одномерной фазированной решетки из антенн с линейным источником вытекающей волны. Отдельные линейные источники сканируются по высоте путем изменения частоты.Сканирование в поперечной плоскости, а значит и по азимуту, производится фазовращателями, расположенными в структуре облучателя одномерной решетки линейных источников.Таким образом, излучение будет иметь форму карандашного луча и будет сканировать как по углу места, так и по азимуту в режиме конического сканирования.Расстояние между источниками линий выбрано таким, чтобы не возникало лепестков решетки, а точный анализ показывает, что нигде не появляются слепые пятна.Описанные массивы были тщательно проанализированы с использованием подхода элементарной ячейки, который учитывает все эффекты взаимной связи.Каждая элементарная ячейка включает в себя индивидуальную линейную антенну, но при наличии всех остальных.Излучающее окончание элементарной ячейки изменяет поперечную эквивалентную сеть.Таким образом, ключевой новой особенностью анализа массива является определение активной проводимости элементарной ячейки в двумерной среде как функции угла сканирования.Если бы значения β и α не менялись с фазовым сдвигом, сканирование было бы точно коническим.Однако обнаружено, что эти значения изменяются незначительно, так что отклонение от конического сканирования невелико.Далее мы рассмотрим, присутствуют ли слепые зоны.Слепые зоны относятся к углам, под которыми массив не может излучать или принимать какую-либо мощность; следовательно, если бы слепое пятно возникло под каким-то углом, значение α быстро упало бы до нуля при этом угле сканирования.Чтобы проверить наличие слепых зон, мы затем будем искать любые резкие провалы на кривых α/k. 0 как функция угла сканирования. Таких провалов обнаружено не было.Типичные данные этого типа демонстрируют довольно плоское поведение для α/k 0, пока кривые быстро не падают до нуля по мере достижения конца диапазона конического сканирования, где луч достигает земли.

Ссылки

CH Уолтер, Антенны бегущей волны , МакГроу-Хилл, 1965, Дувр, 1970, перепечатано издательством Peninsula Publishing, Лос-Альтос, Калифорния, 1990.
Н. Маркувитц, Справочник по волноводам, McGraw-Hill , 1951, перепечатано Peter Peregrinus Ltd, Лондон, 1986.
В. В. Шевченко, Непрерывные переходы в открытых волноводах: введение в теорию , Русское издание, Москва, 1969, The Golem Press, Боулдер, Колорадо, 1971.
Т. Роззи и М. Монджардо, Открытые электромагнитные волноводы , Институт инженеров-электриков (IEE), Лондон, 1997.
М. Дж. Абловиц и А. С. Фокас, Комплексные переменные: введение и применение , второе издание, Cambridge University Press, 2003.
А. А. Олинер (главный исследователь), Сканируемые решетки миллиметровых волн , Заключительный отчет по контракту RADC № F19628-84-K-0025, Политехнический университет, Нью-Йорк, 1988.
А. А. Олинер, Излучающие периодические структуры: анализ с точки зрения диаграмм k и β, краткий курс по методам микроволнового поля и сетей , Политехнический институт Бруклина, Нью-Йорк, 1963.
А. А. Олинер (главный исследователь), Антенны с сосредоточенными элементами и вытекающей волной для миллиметровых волн, Заключительный отчет по контракту RADC № F19628-81-K-0044, Политехнический институт Нью-Йорка, 1984.
Ф. Дж. Цукер, «Антенны на поверхности и на вытекающей волне», глава 16 Справочника по проектированию антенн, Х. Дж. Ясик, редактор, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1961.
Олинер А.А., Тамир Т. Направленная комплексная волна. Часть I: поле на границе раздела // Труды. ИЭЭ, Том. 110, стр. 310–324, февраль 1963 г.
Олинер А.А., Тамир Т. Направленная комплексная волна, часть II: связь с диаграммой направленности // Труды. ИЭЭ, Том. 110, стр. 325–334, февраль 1963 г.
А. А. Олинер, «Антенны с утечкой волны», глава 10 в «Справочнике по проектированию антенн», Р. К. Джонсон, редактор, 3-е изд., McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1993, 59 страниц.
А. Хессель, «Общие характеристики антенн бегущей волны», глава 19 в «Теории антенн», Р. Э. Коллин и Ф. Дж. Цукер, редакторы, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1969, стр. 151–257.
Ф. Дж. Цукер, «Антенны поверхностной волны», глава 21 в «Теории антенн», Р. Э. Коллин и Ф. Дж. Цукер, редакторы, McGraw-Hill, Нью-Йорк, 1969, стр. 298–348.
Ф. Шверинг и С.Т. Пэн, Проектирование периодически гофрированных диэлектрических антенн для приложений миллиметрового диапазона , Политехнический институт Бруклина, Нью-Йорк, 1983, 22 страницы.
С. Т. Пэн и А. А. Олинер, «Свойства управления и утечки класса открытых диэлектрических волноводов: Часть I - Математические формулировки», Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения, Vol. МТТ-29, сентябрь 1981 г., стр. 843–855.
А. А. Олинер, С. Т. Пэн, Т. И. Сюй и А. Санчес, \ Свойства направления и утечки класса открытых диэлектрических волноводов: Часть II - Новые физические эффекты, «Транзакции IEEE по теории и технике микроволнового излучения», том MTT-29, сентябрь. 1981, стр. 855–869.
А. А. Олинер и Р. Г. Малех, «Взаимная связь в бесконечных сканирующих решетках», Глава 3 в журнале «СВЧ-сканирующие антенны», Vol. II, Р. К. Хансен, редактор журнала Academic, Нью-Йорк, 1966 г.
Ф. Монтикон и А. Алу, «Теория, методы и приложения вытекающих волн: от микроволн до видимых частот», Proceedings of IEEE, Vol. 103, № 5, стр. 793–821, 26 мая 2015 г. doi: 10.1109/JPROC.2015.2399419
М. Поведа-Гарсия, Х. Олива-Санчес, Р. Санчес-Иборра, Д. Каньете-Ребенаке, Х. Л. Гомес-Торнеро, «Динамическая беспроводная передача энергии для экономичных беспроводных сенсорных сетей с использованием частотно-сканированного луча». Доступ IEEE, 7, 8081–8094. doi: 10.1109/ACCESS.2018.2886448