Интеграция АЦП

Интегрирующий АЦП — это тип аналого-цифрового преобразователя , который преобразует неизвестное входное напряжение в цифровое представление с помощью интегратора . В своей базовой реализации, двухфазном преобразователе, неизвестное входное напряжение подается на вход интегратора и может увеличиваться в течение фиксированного периода времени (периода разгона). Затем к интегратору подается известное опорное напряжение противоположной полярности, и оно может увеличиваться до тех пор, пока выходной сигнал интегратора не вернется к нулю (период выбега). Входное напряжение рассчитывается как функция опорного напряжения, постоянного периода времени разгона и измеренного периода времени спада. Измерение времени выбега обычно производится в тактовых импульсах преобразователя, поэтому более длительное время интегрирования позволяет получить более высокое разрешение. Аналогично, скорость конвертера можно улучшить, пожертвовав разрешением.

Преобразователи этого типа могут обеспечить высокое разрешение, но часто это достигается за счет скорости. По этой причине эти преобразователи не используются в приложениях обработки звука или сигналов. Их использование обычно ограничивается цифровыми вольтметрами и другими приборами, требующими высокоточных измерений.

Базовая конструкция: двухтактный АЦП.

Базовая схема интегрирующего АЦП состоит из интегратора, переключателя для выбора между измеряемым напряжением и опорным напряжением, таймера, который определяет, как долго интегрировать неизвестное значение, и измеряет, сколько времени заняло эталонное интегрирование, компаратора для обнаружения перехода через ноль. и контроллер. В зависимости от реализации параллельно с конденсатором интегратора также может присутствовать переключатель, позволяющий выполнить сброс интегратора. Входы контроллера включают в себя часы (используемые для измерения времени) и выходной сигнал компаратора, используемый для определения того, когда выходной сигнал интегратора достигает нуля.

Преобразование происходит в две фазы: фаза разгона, когда на вход интегратора подается измеряемое напряжение, и фаза спада, когда на вход интегратора подается известное опорное напряжение. На этапе разгона переключатель выбирает измеренное напряжение в качестве входного сигнала для интегратора. Интегратору разрешается увеличивать напряжение в течение фиксированного периода времени, чтобы обеспечить накопление заряда на конденсаторе интегратора. Во время фазы выбега переключатель выбирает опорное напряжение в качестве входного сигнала интегратора. На этом этапе измеряется время, необходимое для возврата выхода интегратора в ноль.

Чтобы опорное напряжение снижало напряжение интегратора, опорное напряжение должно иметь полярность, противоположную полярности входного напряжения. В большинстве случаев для положительных входных напряжений это означает, что опорное напряжение будет отрицательным. Для обработки как положительных, так и отрицательных входных напряжений требуется положительное и отрицательное опорное напряжение. Выбор опорного сигнала для использования во время фазы разгона будет зависеть от полярности выхода интегратора в конце фазы разгона.

Основное уравнение для выхода интегратора (при условии, что входной сигнал постоянный):

V_{\text{out}}=-{\frac {V_{\text{in}}}{RC}}t_{\text{int}}+V_{\text{initial}}

Предполагая, что начальное напряжение интегратора в начале каждого преобразования равно нулю и что напряжение интегратора в конце периода выбега будет равно нулю, мы имеем следующие два уравнения, которые охватывают выход интегратора во время двух фаз преобразования:

V_{\text{out-up}}=-{\frac {V_{\text{in}}}{RC}}t_{u}

V_{\text{out-down}}=-{\frac {V_{\text{ref}}}{RC}}t_{d}

V_{\text{out-up}}+V_{\text{out-down}}=0

Эти два уравнения можно объединить и решить для $V_{in}$ , неизвестное входное напряжение:

V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}{\frac {t_{d}}{t_{u}}}

Из уравнения становится очевидным одно из преимуществ двухтактного интегрирующего АЦП: измерение не зависит от значений элементов схемы (R и C). Однако это не означает, что значения R и C не имеют значения при проектировании двухтактного интегрирующего АЦП (как будет объяснено ниже).

Обратите внимание, что на графике напряжение показано повышающимся во время фазы разгона и падающим во время фазы замедления. В действительности, поскольку интегратор использует операционный усилитель в конфигурации с отрицательной обратной связью, применяя положительную $V_{\text{in}}$ выходного сигнала интегратора приведет к снижению . Повышение понижение и более точно относятся к процессу добавления заряда к конденсатору интегратора во время фазы разгона и удаления заряда во время фазы истощения.

Разрешение двухтактного интегрирующего АЦП определяется в первую очередь длительностью периода выбега и разрешением измерения времени (т. е. частотой тактового генератора контроллера). Требуемое разрешение (в количестве бит) определяет минимальную продолжительность периода выбега для полномасштабного входа (например, $V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}$ ):

t_{d}={\frac {2^{r}}{f_{\text{clk}}}}

Во время измерения полномасштабного входного сигнала крутизна выходного сигнала интегратора будет одинаковой на фазах разгона и спада. Это также означает, что время периода разгона и периода выбега будет равным ( $t_{u}=t_{d}$ ) и что общее время измерения будет $2t_{d}$ . Следовательно, общее время измерения для полномасштабного входа будет зависеть от желаемого разрешения и частоты часов контроллера:

t_{m}=2{\frac {2^{r}}{f_{\text{clk}}}}

Обычно время разгона выбирается кратным периоду частоты сети , чтобы подавить шум сети.

Ограничения

Существуют ограничения на максимальное разрешение двухтактного интегрирующего АЦП. Невозможно увеличить разрешение базового двухтактного АЦП до сколь угодно высоких значений за счет увеличения времени измерения или более быстрых тактовых импульсов. Разрешение ограничено:

Диапазон интегрирующего усилителя. Линии напряжения на операционном усилителе ограничивают выходное напряжение интегратора. Если вход слишком долго оставаться подключенным к интегратору, в конечном итоге это приведет к тому, что операционный усилитель ограничит свой выход некоторым максимальным значением, что сделает любые расчеты, основанные на времени выбега, бессмысленными. Поэтому резистор и конденсатор интегратора выбираются тщательно с учетом напряжения на шинах операционного усилителя, опорного напряжения и ожидаемого полномасштабного входного сигнала, а также наибольшего времени запуска, необходимого для достижения желаемого разрешения.
Точность компаратора, используемого в качестве детектора нуля. Широкополосный шум цепи ограничивает способность компаратора точно определить, когда выходной сигнал интегратора достиг нуля. Гёк предполагает, что типичным пределом является разрешение компаратора в 1 милливольт. ^[1]
Качество конденсатора интегратора. Хотя интегрирующий конденсатор не обязательно должен быть идеально линейным, он должен быть неизменным во времени. Диэлектрическая абсорбция вызывает ошибки линейности. ^[2]

Улучшения

Базовая конструкция двухтактного интегрирующего АЦП имеет ограничения по линейности, скорости преобразования и разрешению. Чтобы в некоторой степени преодолеть эти проблемы, в базовую конструкцию был внесен ряд модификаций.

Улучшения на этапе запуска

Улучшенный двухскатный

На этапе разгона базовой двухфазной схемы входное напряжение интегрируется в течение фиксированного периода времени. То есть он позволяет накапливать неизвестный объем заряда на конденсаторе интегратора. Затем фаза выбега используется для измерения этого неизвестного заряда и определения неизвестного напряжения. Для полномасштабного входного сигнала, равного опорному напряжению, половина времени измерения тратится на фазу разгона. Уменьшение времени, затрачиваемого на фазу разгона, может сократить общее время измерения. В обычной реализации используется входной диапазон, в два раза превышающий опорное напряжение.

Простой способ сократить время разгона — увеличить скорость накопления заряда на конденсаторе интегратора за счет уменьшения размера резистора, используемого на входе. Это по-прежнему позволяет накопить тот же общий объем заряда, но происходит это за меньший период времени. Использование того же алгоритма для фазы выбега приводит к следующему уравнению для расчета неизвестного входного напряжения ( $V_{\text{in}}$ ):

V_{\text{in}}=-V_{\text{ref}}{\frac {R_{a}}{R_{b}}}{\frac {t_{d}}{t_{u}}}

Отметим, что это уравнение, в отличие от уравнения базового двухтактного преобразователя, имеет зависимость от номиналов резисторов интегратора. Или, что еще более важно, оно зависит от соотношения двух значений сопротивления. Эта модификация не улучшает разрешение конвертера (поскольку она не устраняет ни одно из ограничений разрешения, отмеченных выше).

Многоскатный разбег

Целью фазы разгона является добавление к интегратору заряда, пропорционального входному напряжению, который позже будет измерен во время фазы выбега. Одним из способов повышения разрешающей способности преобразователя является искусственное увеличение диапазона интегрирующего усилителя на этапе разгона. Одним из способов увеличения мощности интегратора является периодическое добавление или вычитание известных величин заряда во время фазы разгона, чтобы поддерживать выходной сигнал интегратора в пределах диапазона интеграторного усилителя. Общий накопленный заряд — это заряд, вносимый неизвестным входным напряжением, плюс сумма известных зарядов, которые были добавлены или вычтены.

Принципиальная схема, показанная справа, является примером того, как можно реализовать разбег с несколькими наклонами. Во время разгона неизвестное входное напряжение, $V_{\text{in}}$ , всегда применяется к интегратору. Положительные и отрицательные опорные напряжения, управляемые двумя независимыми переключателями, добавляют и уменьшают заряд по мере необходимости, чтобы выходной сигнал интегратора оставался в пределах допустимых значений. Эталонные резисторы, $R_{p}$ и $R_{n}$ обязательно меньше, чем $R_{i}$ чтобы гарантировать, что ссылки могут преодолеть заряд, вносимый входом. Компаратор , подключенный к выходу интегратора, используется для принятия решения о том, какое опорное напряжение следует подать. Это может быть относительно простой алгоритм: если выходной сигнал интегратора превышает пороговое значение, включите положительное задание (чтобы вызвать снижение выходного сигнала); если выходной сигнал интегратора ниже порогового значения, включите отрицательное задание (чтобы выходной сигнал увеличился). Контроллер отслеживает, как часто включается каждый переключатель, чтобы учесть дополнительный заряд, помещенный на интеграторный конденсатор (или снятый с него) в результате опорных напряжений. Заряд, добавленный/вычтенный во время многоступенчатого разгона, образует грубую часть результата (например, первые 3 цифры).

Справа приведен график выборки выходных данных интегратора во время такого многонаклонного разгона. Каждая пунктирная вертикальная линия представляет собой точку принятия контроллером решения, в которой он определяет полярность выхода и выбирает подачу на вход положительного или отрицательного опорного напряжения. В идеале выходное напряжение интегратора в конце периода разгона можно представить следующим уравнением:

V_{\text{out}}=-{\frac {1}{C}}\left({\frac {NV_{\text{in}}t_{\Delta }}{R_{i}}}+{\frac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}-{\frac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}\right)

где $t_{\Delta }$ период выборки, $N_{p}$ — количество периодов, в течение которых включается положительное задание, $N_{n}$ - количество периодов, в течение которых включается отрицательное задание, и $N$ – общее количество периодов в фазе разгона.

Разрешение, полученное во время разгона, определяется количеством периодов алгоритма разгона. Многоскатный разбег имеет ряд преимуществ:

Поскольку аналоговый накопленный заряд намного меньше, интегрирующий конденсатор может быть меньше, и, следовательно, на выходе интегратора будет присутствовать более высокое напряжение при том же заряде. Это делает шум компаратора менее критичным и позволяет устранить меньшие заряды.
Чем меньше заряда хранится в конденсаторе, тем меньше эффект диэлектрического поглощения. Это уменьшает основной источник ошибок линейности для двухтактного АЦП.
При меньшем заряде разрядка может быть довольно быстрой. Часть результата получается уже во время разбега.
Продолжительность фазы разгона можно без проблем изменять, просто изменяя количество циклов в алгоритме разгона. Таким образом, одно и то же оборудование можно использовать для быстрого преобразования с уменьшенным разрешением или для медленного преобразования с высоким разрешением. Двойной АЦП менее гибок, в идеале он имеет интегрирующий конденсатор, пропорциональный времени интегрирования, чтобы в полной мере использовать размах выходного сигнала интегратора.

Хотя можно продолжать многоступенчатую разгонку бесконечно, невозможно увеличить разрешение преобразователя до сколь угодно высокого уровня, просто используя более длительное время разгона. Ошибка вносится в многоступенчатый разгон из-за действия переключателей, управляющих заданиями, перекрестной связи между переключателями, непреднамеренного ввода заряда переключателя, несоответствий в заданиях и ошибок синхронизации. ^[3]

Частично эту ошибку можно уменьшить путем осторожного обращения с переключателями. ^[4]^[5] В частности, в период разгона каждый переключатель должен активироваться постоянное количество раз. Алгоритм, описанный выше, не делает этого, а просто переключает переключатели по мере необходимости, чтобы выходной сигнал интегратора оставался в пределах. Активация каждого переключателя постоянное количество раз делает ошибку, связанную с переключением, примерно постоянной. Любое смещение выходного сигнала, возникающее в результате ошибки переключения, можно измерить, а затем численно вычесть из результата.

Улучшения

Многоскатный спуск

Простой односкатный спуск медленный. Обычно время выбега измеряется в тактах, поэтому для получения четырехзначного разрешения время выбега может достигать 10 000 тактов. Многоступенчатый спуск может ускорить измерение без ущерба для точности. Используя 4 скорости наклона, каждая из которых в десять раз больше, чем предыдущая, четырехзначное разрешение может быть достигнуто примерно за 40 тактов — огромное улучшение скорости. ^[6]

Схема, показанная справа, представляет собой пример многоступенчатой схемы спада с четырьмя наклонами спада, каждый из которых в десять раз более плавный, чем предыдущий. Переключатели управляют тем, какой наклон выбран. Переключатель, содержащий $R_{d}/1000$ выбирает самый крутой наклон (т. е. приводит к тому, что выходной сигнал интегратора быстрее всего приближается к нулю). В начале интервала выбега неизвестный вход удаляется из цепи путем размыкания переключателя, подключенного к $V_{in}$ и закрытие $R_{d}/1000$ выключатель. Как только выходной сигнал интегратора достигнет нуля (и будет измерено время выбега), $R_{d}/1000$ Переключатель размыкается, и следующий наклон выбирается путем закрытия $R_{d}/100$ выключатель. Это повторяется до последнего наклона $R_{d}$ достиг нуля. Комбинация времен истощения для каждого из наклонов определяет значение неизвестного входного сигнала. По сути, каждый наклон добавляет к результату одну цифру разрешения.

Многонаклонный спуск часто используют в сочетании с многонаклонным спуском. Многоступенчатый разгон позволяет использовать относительно небольшой конденсатор на интеграторе и, следовательно, иметь относительно крутой наклон для начала и, следовательно, возможность фактически использовать гораздо более пологие наклоны. Можно использовать многоскатный разбег также с простым разбегом (как в двухскатном АЦП), но он ограничен и без того относительно небольшим наклоном для начальной фазы и не так уж много места для гораздо меньших наклонов.

В приведенной схеме резисторы наклона отличаются в 10 раз. Это значение, известное как базовое ( $B$ ), может иметь любое значение. Как поясняется ниже, выбор базы влияет на скорость преобразователя и определяет количество наклонов, необходимых для достижения желаемого разрешения.

В основе этой конструкции лежит предположение о том, что при попытке найти точку пересечения нуля в конце интервала снижения всегда будет иметь место перерегулирование. Это будет верно из-за периодической выборки компаратора по тактовому сигналу преобразователя. Если мы предположим, что преобразователь переключается с одного наклона на другой за один такт (что может быть или не быть возможным), максимальная величина перерегулирования для данного наклона будет наибольшим изменением выходного сигнала интегратора за один такт:

V_{\Delta }={\frac {V_{\text{ref}}}{RC}}{\frac {1}{f_{\text{clk}}}}

Чтобы преодолеть это превышение, следующий наклон потребует не более $B$ тактовых циклов, что помогает установить ограничение на общее время выбега. Время первого спуска (с использованием самого крутого наклона) зависит от неизвестного входного сигнала (т. е. количества заряда, помещенного в интеграторный конденсатор во время фазы разгона). В лучшем случае это будет:

T_{\text{first}}=\left\lceil {\frac {V_{\text{max}}CR_{s1}f_{\text{clk}}}{V_{\text{ref}}}}\right\rceil

где $T_{\text{first}}$ — максимальное количество тактовых периодов для первого наклона, $V_{\text{max}}$ - максимальное напряжение интегратора в начале фазы выбега, и $R_{s1}$ резистор, используемый для первого наклона.

Остальные наклоны имеют ограниченную продолжительность в зависимости от выбранной базы, поэтому оставшееся время преобразования (в тактовых периодах преобразователя) составляет:

T_{d}\leq B(N-1)

где $N$ это количество склонов.

Преобразование измеренных временных интервалов во время многоступенчатого разгона в измеренное напряжение аналогично методу балансировки заряда, используемому при улучшении многоступенчатого разгона. Каждый наклон добавляет или вычитает известное количество заряда в/из конденсатора интегратора. Этот разбег добавит интегратору какую-то неизвестную сумму заряда. Затем, во время спуска, первый наклон вычитает большое количество заряда, второй наклон добавляет меньшее количество заряда и т. д. при этом каждый последующий наклон перемещает меньшую величину в направлении, противоположном предыдущему наклону, с целью приближаясь все ближе и ближе к нулю. Каждый наклон добавляет или вычитает количество заряда. $Q_{\text{slope}}$ пропорциональна резистору спада и продолжительности спада:

Q_{\text{slope}}=\pm {\frac {V_{\text{ref}}T_{\text{slope}}}{R_{\text{slope}}f_{\text{clk}}}}

$T_{\text{slope}}$ обязательно является целым числом и в идеале будет меньше или равно $B$ для второго и последующих уклонов. Используя приведенную выше схему в качестве примера, второй наклон, $R_{d}/100$ , может внести следующий заряд, $Q_{slope2}$ , интегратору:

{\frac {100V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}\leq Q_{\text{slope2}}\leq {\frac {1000V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}

шагами

{\frac {100V_{\text{ref}}}{R_{d}f_{\text{clk}}}}

То есть, $B$ возможные значения, наибольшее из которых равно наименьшему шагу первого наклона или одной (по основанию 10) цифре разрешения на наклон. Обобщая это, мы можем представить количество наклонов, $N$ , с точки зрения базы и необходимого разрешения, $M$ :

N=\log _{B}M

Подставив это обратно в уравнение, представляющее время выбега, необходимое для второго и последующих наклонов, мы получим следующее:

T_{d}\leq B(\log _{B}(M)-1)

Что при оценке показывает, что минимальное время выбега может быть достигнуто с использованием базы e . Эту базу может быть сложно использовать как с точки зрения сложности расчета результата, так и с точки зрения поиска подходящей резисторной цепи, поэтому более распространенной будет база 2 или 4.

Остаточный АЦП

При использовании усовершенствований разгона, таких как многоступенчатый разгон, при котором часть разрешения преобразователя разрешается во время разгона, можно полностью исключить фазу выбега, используя второй тип аналогового сигнала. цифро-цифровой преобразователь. ^[7] В конце фазы разгона многоступенчатого преобразования на конденсаторе интегратора все еще будет оставаться неизвестный заряд. Вместо использования традиционной фазы выбега для определения этого неизвестного заряда неизвестное напряжение может быть преобразовано непосредственно вторым преобразователем и объединено с результатом фазы разгона для определения неизвестного входного напряжения.

Предполагая, что используется многоступенчатый разгон, как описано выше, неизвестное входное напряжение может быть связано со счетчиками многоступенчатого разгона. $N_{p}$ и $N_{n}$ , и измеренное выходное напряжение интегратора, $V_{out}$ используя следующее уравнение (полученное из уравнения выходного сигнала разгона с несколькими наклонами):

V_{\text{in}}={\frac {1}{Nt_{\Delta }}}R_{i}\left(-{\dfrac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}+{\dfrac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}-CV_{\text{out}}\right)

Это уравнение представляет собой теоретический расчет входного напряжения с учетом идеальных компонентов. Поскольку уравнение зависит почти от всех параметров схемы, любые отклонения в опорных токах, конденсаторе интегратора или других значениях приведут к ошибкам в результате. Калибровочный коэффициент обычно включается в $CV_{out}$ термин для учета ошибок измерения (или, как описано в упомянутом патенте, для преобразования выходного сигнала АЦП остатка в единицы счетчиков запуска).

Вместо того, чтобы полностью исключить фазу выбега, остаточный АЦП также можно использовать для того, чтобы сделать фазу выбега более точной, чем это было бы возможно в противном случае. ^[8] При традиционной фазе выбега период измерения времени выбега заканчивается, когда выходной сигнал интегратора пересекает нулевое напряжение. Существует определенная погрешность при обнаружении перехода через нуль с помощью компаратора (один из недостатков базовой схемы с двумя наклонами, как описано выше). Используя остаточный АЦП для быстрой выборки выходного сигнала интегратора (например, синхронизированного с тактовым сигналом контроллера преобразователя), показания напряжения можно снять как непосредственно перед, так и сразу после перехода через ноль (как измеряется компаратором). Поскольку наклон напряжения интегратора является постоянным во время фазы замедления, два измерения напряжения могут использоваться в качестве входных данных для интерполяционной функции, которая более точно определяет время перехода через нуль (т. е. с гораздо более высоким разрешением, чем только часы контроллера позволяют).

Другие улучшения

Непрерывно интегрирующий преобразователь

Объединив некоторые из этих усовершенствований с базовой двухтактной конструкцией (а именно, многоступенчатый разбег и остаточный АЦП), можно создать интегрирующий аналого-цифровой преобразователь, способный работать непрерывно без необходимости интервал выбега. ^[9] Концептуально алгоритм многоступенчатого разгона может работать непрерывно. Чтобы начать преобразование, одновременно происходят две вещи: остаток АЦП используется для измерения приблизительного заряда, текущего на конденсаторе интегратора, и счетчики, контролирующие многоскатный разбег, сбрасываются. В конце периода преобразования снимается еще одно остаточное показание АЦП и фиксируются значения многоступенчатых счетчиков запуска.

Неизвестный вход рассчитывается с использованием того же уравнения, которое используется для остаточного АЦП, за исключением того, что включены два выходных напряжения ( $V_{out1}$ представляющее измеренное напряжение интегратора в начале преобразования, и $V_{out2}$ представляющее измеренное напряжение интегратора в конце преобразования.

V_{\text{in}}={\frac {1}{Nt_{\Delta }}}R_{i}\left(-{\frac {N_{p}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{p}}}+{\frac {N_{n}V_{\text{ref}}t_{\Delta }}{R_{n}}}-C\left(V_{\text{out2}}-V_{\text{out1}}\right)\right)

Такой непрерывно-интегрирующий преобразователь очень похож на дельта-сигма аналого-цифровой преобразователь .

Калибровка

В большинстве вариантов двухтактного интегрирующего преобразователя производительность преобразователя зависит от одного или нескольких параметров схемы. В случае базовой конструкции выходной сигнал преобразователя выражается в опорном напряжении. В более продвинутых конструкциях также существуют зависимости от одного или нескольких резисторов, используемых в цепи, или от используемого интеграторного конденсатора. Во всех случаях, даже при использовании дорогих прецизионных компонентов, могут возникнуть другие эффекты, которые не учитываются в общих уравнениях двойного наклона (диэлектрическое воздействие на конденсатор или частотные или температурные зависимости любого из компонентов). Любое из этих изменений приводит к ошибке на выходе преобразователя. В лучшем случае это просто ошибка усиления и/или смещения. В худшем случае это может привести к нелинейности или немонотонности.

Некоторая калибровка может выполняться внутри преобразователя (т. е. не требуя какого-либо специального внешнего входа). Этот тип калибровки будет выполняться каждый раз при включении преобразователя, периодически во время работы преобразователя или только при входе в специальный режим калибровки. Другой тип калибровки требует внешних входных данных известных величин (например, эталонов напряжения или эталонов прецизионного сопротивления) и обычно выполняется нечасто (каждый год для оборудования, используемого в нормальных условиях, чаще при использовании в метрологических приложениях).

Из этих типов ошибок проще всего исправить ошибку смещения (при условии, что смещение постоянное во всем диапазоне преобразователя). Часто это делается внутри самого преобразователя путем периодического измерения потенциала земли. В идеале измерение заземления всегда должно давать нулевой результат. Любой ненулевой выходной сигнал указывает на ошибку смещения в преобразователе. То есть, если измерение земли привело к выходному напряжению 0,001 В, можно предположить, что все измерения будут смещены на одну и ту же величину и можно вычесть 0,001 из всех последующих результатов.

Ошибка усиления может быть аналогичным образом измерена и скорректирована внутренними средствами (опять же при условии, что существует постоянная ошибка усиления во всем выходном диапазоне). Опорное напряжение (или некоторое напряжение, полученное непосредственно из опорного напряжения) может использоваться в качестве входа преобразователя. Если предположить, что опорное напряжение является точным (в пределах допусков преобразователя) или что опорное напряжение было откалибровано извне по эталону напряжения, любая ошибка в измерении будет ошибкой усиления преобразователя. Если, например, измерение опорного напряжения преобразователя 5 В привело к выходному напряжению 5,3 В (после учета любой ошибки смещения), к любым последующим результатам измерения можно применить множитель усиления 0,94 (5 / 5,3).

См. также

Сноски

^ Гёк 1989 , с. 9
^ Каталог Hewlett-Packard, 1981, стр. 49, где говорится: «Для небольших входов шум становится проблемой, а для больших входов проблемой становится диэлектрическое поглощение конденсатора».
^ Энг и Мэтсон, 1994 г.
^ Энг и Мэтсон, 1994 г.
^ Гёк 1989
^ Гёк 1989 , с. 9, в котором говорится: «Многонаклонный спуск сокращает время выполнения спуска».
^ Ридель 1992 г.
^ Губернатор 2001 г.
^ Гёк 1992

Ссылки

США 5321403 , Энг, Бенджамин-младший и Мэтсон, Дон, «Многократный аналого-цифровой преобразователь», выдан 14 июня 1994 г.
Гек, Уэйн (апрель 1989 г.), «8,5-разрядный интегральный аналого-цифровой преобразователь с 16-разрядным разрешением и производительностью 100 000 выборок в секунду» (PDF) , HP Journal , 40 (2): 8–15
США 5117227 , Гёк, Уэйн, «Непрерывно интегрирующий аналого-цифровой преобразователь высокого разрешения», выдан 26 мая 1992 г.
Кестер, Уолт (2005), Справочник по преобразованию данных , ISBN 0-7506-7841-0
US 6243034 , Режье, Кристофер, «Интегрирующий аналого-цифровой преобразователь с улучшенным разрешением», выдан 5 июня 2001 г.
US 5101206 , Ридель, Рональд, «Интегрирующий аналого-цифровой преобразователь», выдан 31 марта 1992 г.

[1] Гёк 1989 , с. 9

[HPCat81-2] Каталог Hewlett-Packard, 1981, стр. 49, где говорится: «Для небольших входов шум становится проблемой, а для больших входов проблемой становится диэлектрическое поглощение конденсатора».

[3] Энг и Мэтсон, 1994 г.

[4] Энг и Мэтсон, 1994 г.

[5] Гёк 1989

[6] Гёк 1989 , с. 9, в котором говорится: «Многонаклонный спуск сокращает время выполнения спуска».

[7] Ридель 1992 г.

[8] Губернатор 2001 г.

[9] Гёк 1992

[1]

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]