РЧ цепь

РЧ -цепь представляет собой каскад электронных компонентов и субблоков, которые могут включать усилители , фильтры , смесители , аттенюаторы и детекторы . Он может принимать различные формы, например, как широкополосный приемник-детектор для приложений радиоэлектронной борьбы (РЭБ), как перестраиваемый узкополосный приемник для целей связи, как ретранслятор в системах распределения сигналов или как усилитель и т.д. -преобразователи для передатчика-драйвера. В этой статье термин RF (радиочастота) охватывает диапазон частот от «Средних частот» до «СВЧ-частот», т.е. от 100 кГц до 20 ГГц.

Ключевыми электрическими параметрами радиочастотной цепи являются коэффициент усиления системы, коэффициент шума (или коэффициент шума ) и уровень перегрузки. Другими важными параметрами, связанными с этими свойствами, являются чувствительность (минимальный уровень сигнала, который может быть разрешен на выходе цепи); динамический диапазон (общий диапазон сигналов, которые может обрабатывать цепь, от максимального уровня до минимального уровня, который может быть надежно обработан) и уровни побочных сигналов (нежелательные сигналы, создаваемые такими устройствами, как смесители и нелинейные усилители). Кроме того, могут возникнуть опасения по поводу невосприимчивости к входящим помехам или, наоборот, количеству нежелательного излучения, исходящего от цепи. Устойчивость системы к механической вибрации также может иметь важное значение. Кроме того, важными факторами могут быть физические свойства цепи, такие как размер, вес и потребляемая мощность.

В дополнение к рассмотрению характеристик радиочастотной цепи обсуждаются требования к сигналу и соотношению сигнал-шум различных компонентов обработки сигналов, которые могут следовать за ней, поскольку они часто определяют целевые показатели для цепи.

Наборы параметров

Каждую двухпортовую сеть в радиочастотной цепи можно описать набором параметров, который связывает напряжения и токи, возникающие на терминалах этой сети. Примерами являются: параметры импеданса , т.е. z-параметры ; параметры проводимости , т.е. y-параметры или, для высокочастотных ситуаций, параметры рассеяния , т.е. S-параметры. Параметры рассеяния позволяют избежать необходимости открытия или короткого замыкания портов, чего сложно достичь на микроволновых частотах.

Двухпортовая сеть

Теоретически, если набор параметров известен для каждого компонента радиочастотной цепи, то реакцию цепи можно точно рассчитать, независимо от конфигурации. К сожалению, получение подробной информации, необходимой для выполнения этой процедуры, обычно является обременительной задачей, особенно когда более двух или трех компонентов находятся в каскаде. Более простой подход состоит в том, чтобы предположить, что цепочка представляет собой каскад компонентов, согласованных по импедансу, а затем впоследствии применить разброс допусков для эффектов рассогласования (см. ниже).

Системная таблица

Системная электронная таблица была популярным способом поэтапного отображения важных параметров цепи для интересующего диапазона частот. Его преимущество заключается в том, что он выделяет ключевые показатели эффективности, а также указывает на возможные проблемные области в цепочке, которые не всегда очевидны при рассмотрении общих результатов. Такую диаграмму можно составить вручную или, что более удобно, с помощью компьютерной программы

Кроме того, доступны «наборы инструментов», которые помогают разработчику системы.

Далее приведены некоторые процедуры, полезные для разработки электронных таблиц.

Ключевые темы электронных таблиц

Для параметров, рассматриваемых ниже, предполагается, что цепь содержит каскад устройств, которые (номинально) согласованы по импедансу. Приведенные здесь процедуры позволяют последовательно отображать все вычисления в электронной таблице без использования макросов. Несмотря на то, что это увеличивает длину таблицы, никакие расчеты не скрываются от пользователя. Для удобства в столбцах электронной таблицы частота показана в поддиапазонах с достаточно узкой полосой пропускания, чтобы обеспечить достаточную характеристику любых пульсаций усиления.

Добавление Stage 'n' в каскад

Рассмотрим н ^й этап в цепочке радиочастотных устройств. Совокупный коэффициент усиления , коэффициент шума , точка сжатия 1 дБ и выходная мощность теплового шума для предыдущих (n-1) устройств определяются как Gcum _n-1 , Fcum _n-1 , Pcum _n-1 и Ncum _n-1 соответственно. Мы хотим определить новые совокупные цифры, когда n ^й включается этап, т.е. значения Gcum _n , Fcum _n , Pcum _n и Ncum _n , учитывая, что n ^й каскад имеет значения G _n , F _n , P1 _n для коэффициента усиления, коэффициента шума и точки сжатия 1 дБ соответственно.

Совокупный выигрыш

Совокупный выигрыш Gcum _n после n этапов определяется выражением

$Gcum_{n}=Gcum_{n-1}\times G_{n}$

и Gcum _n (дБ) определяется выражением

$Gcum_{n}(dB)=Gcum_{n-1}(dB)+G_{n}(dB)$

где Gcum _n-1 (дБ) — суммарное усиление первой (n-1) ступени, а G _n (дБ) — усиление n-й ступени.

Уравнения преобразования между дБ и линейными членами:

$G=10^{G(dB)/10}=\exp {\big (}0.23026\times G(dB){\big )}$

и

$G(dB)=10\times \log _{10}G=4.6429\times \ln(G)$

Совокупный коэффициент шума (коэффициент шума)

Совокупный коэффициент шума после n ступеней всего каскада Fcum _n определяется выражением

$Fcum_{n}=Fcum_{n-1}+{\frac {F_{n}-1}{Gcum_{n-1}}}$

где Fcum _n-1 — коэффициент шума первых (n-1) каскадов, F _n — коэффициент шума n-го каскада, а Gcum _n — общий коэффициент усиления n каскадов.

совокупный коэффициент шума равен Тогда

$NFcum_{n}(dB)=10\times log_{10}(Fcum_{n})=4.6429\times ln(Fcum_{n})$

• Примечание 1: использование усилителя с высоким коэффициентом усиления для первого каскада гарантирует, что ухудшение коэффициента шума на последующих каскадах будет небольшим или незначительным. Это будет лучше всего для чувствительности системы, см. ниже.
• Примечание 2: для пассивного (с потерями) участка цепи коэффициент шума участка равен потерям этого участка. Так, например, аттенюатор на 3 дБ имеет коэффициент шума 3 дБ.

Совокупная точка сжатия 1 дБ

Для целей электронных таблиц удобно использовать точку сжатия 1 дБ. на вход ВЧ-цепи, т.е. P1cum _n (вход),

$P1cum_{n}(input)={\frac {1}{{\frac {1}{P1cum_{n-1}(input)}}+{\frac {Gcum_{n}}{P1_{n}(input)}}}}$

где P1cum _n-1 — точка сжатия 1 дБ на входе первого (n-1) каскада, P1 _n — точка сжатия 1 дБ для n-го каскада, относящаяся к его входу, а Gcum _n — общий коэффициент усиления, включая энный этап. Единицы измерения: [мВт] или [Ватт].

• Примечание: наилучший результат, т.е. система, устойчивая к сигналам высокого уровня, достигается при низком входном усилении. Это противоречит необходимости низкого общего коэффициента шума, что требует высокого усиления первой ступени.
• Примечание 2. Точка сжатия 1 дБ обозначается сокращенно P1dB, iP1dB или oP1dB. Он относится к уровню входной или выходной мощности, измеряемому в [дБм]. Общую производительность системы можно практически оценить с помощью метода сжатия на 1 дБ.

Связанные параметры, такие как IP3 или IM3, являются полезными вымышленными числами, используемыми для оценки системы. Устройство сгорит, применив входной уровень IP3. Точность измерения с помощью анализатора спектра составляет (спецификации HP/Agilent: +-1,0 дБ и +-0,5 дБ для специального устройства). Не гонитесь за долями дБ. В линейных системах все это приводит к АРУ.

Суммарная мощность шума

Мощность теплового шума, присутствующая на входе ВЧ-цепи, является максимумом в резистивно-согласованной системе и равен kTB, где k — постоянная Больцмана (= 1,38044 × 10 ⁻²³ Дж/К), T — абсолютная температура в Кельвинах , а B — ширина полосы пропускания в Гц.

При температуре 17 °С (≡ 290 К) kTB = 4,003 × 10. ⁻¹⁵ Вт/МГц ≡ -114 дБм для полосы пропускания 1 МГц.

Тепловой шум после n каскадов радиочастотной цепи с общим коэффициентом усиления G _T и коэффициентом шума F _T определяется выражением

$Ncum_{n}=kTB\times Fcum_{n}\times Gcum_{n}$

где k = постоянная Больцмана, T — температура в кельвинах, а B — ширина полосы пропускания в герцах, или

$Ncum_{n}(dBm/Mhz)=-114+Fcum_{n}(dB)+Gcum_{n}(dB)$

где Ncum _n (дБм) — общая мощность шума в дБм на 1 МГц полосы пропускания,

В приемниках совокупный коэффициент усиления устанавливается для обеспечения того, чтобы мощность выходного шума цепи находилась на соответствующем уровне для последующих этапов обработки сигнала. Например, уровень шума на входе аналого -цифрового преобразователя (АЦП) не должен быть слишком низким, иначе шум (и любые сигналы внутри него) не будут должным образом охарактеризованы (см. раздел, посвященный A/D, позже). С другой стороны, слишком высокий уровень приводит к потере динамического диапазона.

Другие связанные свойства системы

Определив основные параметры цепи, можно получить и другие связанные свойства.

Точки перехвата второго и третьего порядка

Иногда производительность при высоких уровнях сигнала определяется с помощью « точки пересечения второго порядка (I2)» и « точки пересечения третьего порядка (I3)», а не точки сжатия 1 дБ. Это условные уровни сигналов, которые возникают при тестировании двух сигналов и соответствуют теоретическим точкам, в которых продукты интермодуляции второго и третьего порядка достигают того же уровня мощности, что и выходной сигнал. Рисунок иллюстрирует ситуацию.

Compression and IM Products

На практике уровни пересечения никогда не достигаются, поскольку усилитель переходит в режим ограничения до того, как они будут достигнуты, но они являются полезными теоретическими точками, на основе которых можно прогнозировать уровни пересечения при более низких входных мощностях. В терминах дБ они уменьшаются в два раза быстрее (IP2) и в три раза быстрее (IP3) основных сигналов.

Когда продукты, этап за этапом, складываются бессвязно, совокупные результаты для этих продуктов получаются по уравнениям, аналогичным уравнениям для точки сжатия 1 дБ.

$I2cum_{n}(input)={\frac {1}{{\frac {1}{I2cum_{n-1}(input)}}+{\frac {Gcum_{n}}{I2_{n}(input)}}}}$

где I2cum _n-1 — точка пересечения второго порядка на входе первых (n-1) каскадов, I2 _n — точка пересечения третьего порядка для n-го каскада, относящаяся к его входу, а Gcum _n — общий коэффициент усиления, включая энный этап.

Сходным образом,

$I3cum_{n}(input)={\frac {1}{{\frac {1}{I3cum_{n-1}(input)}}+{\frac {Gcum_{n}}{I3_{n}(input)}}}}$

где I3cum _n-1 — точка пересечения третьего порядка на входе первого (n-1) каскада, I3 _n — точка пересечения третьего порядка для n-го каскада, отнесенная к его входу.

Совокупные точки пересечения полезны при определении «динамического диапазона, свободного от паразитов». системы.

Существует приблизительная связь между уровнем пересечения третьего порядка и уровнем сжатия 1 дБ, который

$IP3(dB)\approx P1(dB)+11(dB)$

Хотя это лишь приближение, обнаружено, что эта зависимость применима к большому количеству усилителей.

Отношение сигнал/шум

В электронной таблице вся интересующая полоса частот B(Гц) разделена на M поддиапазонов (столбцов электронной таблицы) по B/M (Гц) каждый, и для каждого поддиапазона (от m = 1 до M) тепловое значение Мощность шума получают, как описано выше. На практике эти результаты будут немного отличаться от столбца к столбцу, если в системе имеется пульсация усиления.

Отношение сигнал/шум (S:N) представляет собой пиковую мощность сигнала импульса (Psig), деленную на общую мощность шума (Pnoise) из M частотных элементов разрешения, т.е.

${\frac {S}{N}}={\frac {P_{sig}}{\sum _{m=1}^{M}P_{noise}(m)}}$

Это соотношение S:N на радиочастотах. Это может быть связано с соотношением S:N видео, как показано ниже.

Связь между соотношением S:N RF и видео

Для целей электронных таблиц может быть полезно найти отношение радиочастотного сигнала к шуму, которое соответствует желаемому коэффициенту видеосигнала к шуму после демодуляции или обнаружения. Поскольку радиочастотная цепь обычно имеет достаточный коэффициент усиления, чтобы можно было игнорировать любой вклад шума детекторного диода, можно показать, что видеосигнал S:N равен

${\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{vid}={\frac {G^{2}.P_{S}^{2}}{4.G^{2}.P_{S}.kTF'B_{V}+2(kTF'G)^{2}.(B_{V}.B_{R}-B_{v}^{2}/2)}}$

где

• P _S = мощность входного радиочастотного сигнала;
• 8B _V и B _R — полосы пропускания видео и радиочастот;
• F' = F-1/G, где G — коэффициент усиления цепи, а F — эффективный коэффициент шума;
• k = постоянная Больцмана; и
• T = температура окружающей среды

[Если в полосе имеются значительные различия в коэффициенте усиления, то ее можно разделить на M поддиапазонов и суммировать результаты для этих поддиапазонов, как описано ранее.]

Из приведенного выше уравнения, поскольку мощность шума в радиочастотном диапазоне равна P _N = kTB _R F', можно найти взаимосвязь между отношениями RF и Video S:N.

${\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{vid}={\frac {{\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{rf}^{2}}{4.{\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{rf}.{\frac {B_{V}}{B_{R}}}+2.{\frac {B_{V}}{B_{R}}}-{\Big (}{\frac {B_{V}}{B_{R}}}{\Big )}^{2}}}$

(Этот результат можно найти в другом месте ).

Инвертирование соотношения дает соотношение радиочастотного сигнала к шуму, необходимое для достижения заданного соотношения S:N видео:

${\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{rf}={\frac {B_{V}}{B_{R}}}.{\Bigg [}2.{\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{vid}\pm {\sqrt {4.{\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{vid}^{2}+{\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{vid}.{\Big (}2.{\frac {B_{R}}{B_{V}}}-1{\Big )}}}{\Bigg ]}$

Чувствительность сигнала

Чувствительность сигнала важна для приемных систем и относится к минимальному уровню сигнала на входе, необходимому для выдачи сигнала, который может быть надежно разрешен в процессе обнаружения в конце радиочастотной цепи. Этот параметр менее важен в случае ретрансляторов и драйверов передатчиков, где уровни сигнала имеют тенденцию быть выше, а другие проблемы, такие как перегрузка каскада и генерация паразитных сигналов, имеют тенденцию быть более актуальными.

Определение значения чувствительности системы может быть трудным и зависит от многих факторов, включая метод обнаружения, метод кодирования сигнала, полосу пропускания радиочастотного канала и наличие или отсутствие цифровой обработки. Двумя важными параметрами, используемыми при оценке чувствительности системы, являются: «Вероятность обнаружения» и «Коэффициент ложной тревоги».

В процессе принятия решений часто используются статистические методы (см. Цуй и Скольник ).

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность

Тангенциальная чувствительность (TSS) определяет ту входную мощность, которая приводит к соотношению видеосигнала к шуму детектора примерно 8 дБ. На миниатюре показан пример типичного обнаруженного импульса на пределе TSS, при этом импульс + шум находятся на уровне, немного превышающем минимальный уровень шума. Уровень TSS является слишком низким значением для надежного обнаружения импульсов в практическом сценарии, но его можно определить с достаточной точностью при стендовых испытаниях приемника, чтобы дать краткое ориентировочное значение для производительности системы.

В широкополосном приемнике с квадратичным детектором значение TSS на входных клеммах цепи определяется выражением:

$TSS(dBm)=114+10.logF_{T}+10.log{\Big (}6.31B_{V}=2.5{\sqrt {2.B_{V}B_{R}-B_{V}^{2}}}{\Big )}$

Отсюда можно получить соотношение S:N радиочастотного сигнала на входе детектора, когда видеовыход находится в состоянии TSS.

${\Big (}{\frac {S}{N}}{\Big )}_{R}(dB)=10.log{\Bigg [}{\frac {B_{V}}{B_{R}}}{\Bigg (}6.31+2.5{\sqrt {2.{\frac {B_{R}}{B_{V}}}-1}}{\Bigg )}{\Bigg ]}$

Это уравнение показывает, что отношение S:N на RF обычно меньше единицы в широкополосных системах, когда видеовыход находится на уровне TSS. Например, если _BR /B _V = 500, то уравнение дает (S:N) _R = 0,17 (≈ -7,7 дБ). (Примечание: аналогичный результат получается при использовании уравнения, связывающего отношения S:N RF и видео, приведенного в предыдущем разделе. ).

На миниатюре показан смоделированный видеовыход (при TSS), соответствующий радиочастотному импульсу в широкополосном шуме с S:N = 0,17 и коэффициентом пропускания 500.

Ориентировочный показатель AS:N для обнаружения пульса

Чувствительность системы можно принять за «минимальный обнаруживаемый сигнал». Это тот уровень сигнала, который превышает пороговое значение с достаточным запасом (если уровень установлен слишком низким, всплески шума будут превышать его слишком часто, и если сигнал+шум не превышает его с достаточным запасом, тогда он может упасть ниже порог, обеспечивающий преждевременное прекращение импульса. Таким образом, при определении минимального обнаруживаемого сигнала необходимо выбрать значения «частоты ложных тревог» и «вероятности обнаружения», соответствующие требованиям системы. В помощь разработчику доступны графики. помогите определить необходимое соотношение S:N на детекторе.

В случае обнаружения импульсов сигнала в шуме, следующего за детектором в широкополосном приемнике, где полоса пропускания РЧ значительно превышает полосу пропускания видео, ориентировочное значение для надежной работы отношение сигнал/шум (при видео) составляет от 16 до 18 дБ. Это полезная цифра для использования в электронных таблицах, и она соответствует вероятности обнаружения более 99% для цели Сверлинг 1.

(Хотя более низкие значения S:N могут дать приемлемые значения «Вероятность обнаружения» и «Частота ложных тревог», измерение длительности импульсов становится менее надежным, поскольку всплески шума в импульсах могут превышать выбранный пороговый уровень).

Импульсы с 18 и 15 дБ S:N

В качестве примеров на миниатюрах показаны смоделированные примеры обнаруженного импульса в шуме, где S:N = 18 дБ и 15 дБ. Как можно видеть, если отношение S:N падает до 15 дБ или ниже, становится трудно установить пороговый уровень для обнаружения импульсов, который не будет зависеть от минимального уровня шума, но не приведет к преждевременному прекращению.

Отношение S:N видео может быть связано с соотношением S:N RF, как показано ранее.

В таких сценариях, как обнаружение радиолокационных импульсов, может произойти интегрирование нескольких импульсов, и тогда более низкое значение S:N становится приемлемым. В целом, чувствительность системы и теория обнаружения импульсов являются специализированными темами. и часто включают статистические процедуры, которые нелегко адаптировать для электронных таблиц.

Несоответствия

В прошлом устройства в радиочастотной цепи часто соединялись короткими линиями передачи , например коаксиальным кабелем . (Полужесткие кабели диаметром 0,414 и 0,085 дюйма популярны. ), по полосковой линии или микрополосками . Почти всегда на различных интерфейсах возникают несоответствия.

Стандартные уравнения для линии передачи, оканчивающейся несоответствием, имеют вид

• напряжения Коэффициент отражения = Γ, где Γ = (Z _I – Z ₀ )/( Z _I + Z ₀ )
• Возвратные потери (мощность) = 20.log |Γ| КСВ = (1 + Γ)/(1 - Γ) (см. Коэффициент стоячей волны )
• Потеря несоответствия = -10.log(1 - Γ ² )

Отражения в линии передачи

Реакция несогласованной линии передачи

Если линия передачи не согласована на обоих концах, в линии могут присутствовать многократно отраженные сигналы, что приводит к пульсациям частотной характеристики, что видно на нагрузке.

Если учитываются только первые эхо-сигналы (т. е. множественные отражения игнорируются), выходной отклик определяется выражением

$V_{out}=V_{1}(1+\alpha ^{2}.\rho _{1}.\rho _{2}.e^{j.2*\pi .f.2T_{d}})$

Реакция на несоответствующий кабель

Где

• α — потери за один проход через кабель,
• ρ ₁ и ρ ₂ — коэффициенты отражения напряжения оконечных устройств,
• f — частота,
• T _d — (однопроходная) задержка распространения в кабеле.

Типичный сюжет показан на миниатюре.

Этот отклик имеет пульсирующий компонент с размахом значения ΔA, определяемым выражением

$\Delta A=2.{\frac {1+\rho _{1}.\rho _{2}}{1-\rho _{1}.\rho _{2}}}$

Разность частот пульсаций от пика до пика (или от минимума до минимума) определяется выражением ΔΩ, где

$\Delta \Omega ={\frac {\pi }{T_{d}}}$

Реакция на множественные несоответствия

RF-цепь может содержать множество межкаскадных звеньев различной длины. Общий результат получается с помощью

${\text{Overall Result}}=\prod _{n=1}^{N}Vout_{n}$

Это может дать общий ответ, который далеко не однозначен. Например, случайный набор из 25 каскадных (но разделенных) ссылок дает показанный результат. Здесь предполагается случайный выбор задержек на трассе: α принимается за единицу, а ρ ₁ и ρ ₂ принимают типичное значение 0,15 ( обратные потери ≈ 16 дБ) для диапазона частот от 10 до 20 ГГц.

The Response of Multiple Mismatches

В этом примере была бы целесообразна калибровка с интервалом 50 МГц, чтобы охарактеризовать этот отклик.

Амплитуда пульсаций можно было бы уменьшить, если бы несоответствия ρ ₁ и ρ ₂ были улучшены, но особенно если длины соединительных звеньев были сделаны короче. РЧ-цепь, состоящая из компонентов поверхностного монтажа, соединенных между собой полосковой линией. который можно сделать физически небольшим, можно достичь пульсаций менее 0,5 дБ. Использование интегральных схем еще больше уменьшит пульсации (см., например, «Монолитные интегральные схемы СВЧ »).

Миксеры

Наличие смесителя в ВЧ-цепи усложняет таблицу, поскольку диапазон частот на выходе отличается от диапазона частот на входе. Кроме того, поскольку смесители являются нелинейными устройствами, они создают множество продуктов интермодуляции, что нежелательно, особенно в широкополосных системах.

Для входного сигнала на частоте F _sig и частоте гетеродина F _lo выходные частоты смесителя определяются выражением

${\text{Mixer Output}}=n\times F_{lo}\pm \ m\times F{sig}$

где m и n — целые числа.

Обычно для смесителя желаемым выходным сигналом является частота с n = m = 1. Остальные выходные сигналы часто называют «побочными» и обычно нежелательны. Частотные планы часто составляются, часто в виде отдельной таблицы, чтобы минимизировать последствия этих нежелательных сигналов.

Некоторые общие моменты, касающиеся производительности микшера:

1. Продукты с малыми m и n обычно имеют наибольшую амплитуду, поэтому требуют наибольшего внимания и, если возможно, должны выходить за пределы рабочей полосы пропускания. Продукты, когда m и n высоки, имеют тенденцию иметь меньшую амплитуду и часто ими можно пренебречь.
2. Понижающие преобразователи лучше всего реализуются с _{F LO} высоким значением _{, т.е. F LO} > F _Sig .
3. В приемниках сигналы частоты изображения менее проблематичны, если ПЧ (промежуточная частота) установлена ​​на очень высокое значение.
4. Утечку гетеродина можно минимизировать за счет использования двухбалансных смесителей.
5. Следует избегать подачи сигналов большой амплитуды на смеситель, чтобы избежать выбросов высокого уровня. Следовательно, нежелательно иметь высокий коэффициент усиления перед смесителем (требование, которое может противоречить требованию низкого общего коэффициента шума). В любом случае мощность гетеродина, подаваемая на смеситель, должна значительно превышать мощность сигнала.

В типичном микшере точка сжатия 1 дБ находится на 5–10 дБ ниже мощности гетеродина.

Обратите внимание, что приблизительное соотношение между IP3 и P1 отличается от такового для усилителей. Для смесителей очень приблизительное выражение:

$IP3(dB)\approx P1(dB)+15(dB)$

Поскольку это очень приблизительное значение, для уточнения рекомендуется обратиться к спецификации соответствующего смесителя.

Динамический диапазон

Динамический диапазон (DR ₎ — это диапазон входной мощности от уровня только что обнаруживаемого сигнала до уровня, при котором цепь перегружается.

D _R определяется выражением

$D_{R}=P_{max}-P_{sens}$

где P _max — максимальная мощность сигнала, обсуждавшаяся ранее, а P _sens — наименьшая входная мощность для обнаружения сигнала (см. Чувствительность, обсуждавшаяся ранее).

Напряженность поля, усиление антенны и мощность сигнала приемных антенн

(Для следующих уравнений делается несколько предположений. Во-первых, если входящий сигнал поляризован, то антенна вращается в соответствии с этой поляризацией, во-вторых, предполагается, что выходное сопротивление антенны согласовано с сопротивлением входного порта цепи и , в-третьих, когда указывается усиление, это максимальное усиление антенны (иногда называемое усилением прицеливания))

Когда плотность мощности входящего сигнала равна P _inc , тогда мощность на терминалах антенны равна P _R и определяется выражением

$P_{R}=A_{eff}\times P_{inc}$

Где A _eff — эффективная площадь антенны (или апертуры антенны ). Плотность мощности, выраженная в ваттах на квадратный метр, может быть связана с напряженностью электрического поля E _R , выраженной в вольтах на метр, по формуле

$E_{R}={\sqrt {P_{inc}.120\pi }}$

Усиление антенны связано с эффективной апертурой соотношением.  : $G=A_{eff}.{\frac {4\pi }{\lambda ^{2}}}$

На практике эффективная апертура антенны меньше фактической физической площади. Для антенны эффективная площадь примерно в 0,5–0,6 раза превышает фактическую площадь, а для прямоугольной рупорной антенны — примерно в 0,7–0,8 раза больше фактической площади. Для диполя не существует фактической физической площади, но, поскольку полуволновой диполь имеет коэффициент усиления по мощности 1,62, и из этого можно определить эффективную площадь.

Фронтальные потери

Потери на входе — это потери, которые происходят до первого активного устройства в цепи приемника. Они часто возникают из-за эксплуатационных требований конкретной системы, но их следует по возможности минимизировать, чтобы обеспечить максимально возможную чувствительность системы. Эти потери увеличивают эффективный коэффициент шума первого каскада усилителя, дБ на дБ.

Некоторые потери являются следствием конструкции системы, например потери от антенны к фидеру приемника, и могут включать потери на участке между волноводом и коаксиалом. переходные потери. Другие потери возникают из-за необходимости включения устройств защиты цепи от высоких падающих мощностей. Например, для радиолокационной системы требуется передающая-приемная ячейка (TR). для защиты цепи от мощных сигналов передатчика радара. Аналогично, передний ограничитель необходим на корабле для защиты цепи от излучений мощных передатчиков, расположенных поблизости.
Кроме того, система может включать полосовой фильтр на своем входе для защиты от внеполосных сигналов, и это устройство будет иметь некоторые потери в полосе пропускания.

Требования к сигналу и S:N устройств обработки сигналов

Детекторы (диоды)

Детекторные диоды для ВЧ и СВЧ-излучения могут представлять собой диоды с точечным контактом, диоды Шоттки , арсенид галлия или устройства с pn-переходом. Из них диоды Шоттки и переходные диоды требуют смещения для достижения наилучших результатов. Кроме того, кремниевые переходные диоды хуже работают на высоких частотах. Типичный детекторный диод имеет TSS от -45 до -50 дБм. и пиковая мощность импульса 20 дБм, хотя возможны и лучшие показатели. ).

При малых мощностях диоды имеют квадратичную характеристику, т.е. выходное напряжение пропорционально входной мощности, но при более высоких мощностях (выше примерно -15 дБм) устройство становится линейным, с выходным напряжением, пропорциональным входному напряжению.

Детекторы квадратичного закона могут выдавать обнаруживаемые сигналы видео в широкополосных системах, даже когда RF S:N меньше единицы. Например, используя приведенные ранее соотношения RF-Video, для системы с полосой пропускания 6 ГГц и значением RF S:N 0,185 (-7 дБ) соотношение S:N видео (т. е. TSS) будет быть 6,31 (8 дБ). (Уравнения Цуи для этого примера дают значение RF S:N 0,171).

Детекторно-логарифмические видеоусилители (ДЛВА)

DLVA обычно встречаются в системах пеленгации, использующих несколько каналов, наклоненные антенны и методы сравнения амплитуд. Они также полезны для сжатия динамического диапазона входящих сигналов приемников перед оцифровкой. Они охватывают такие диапазоны частот, как 2–6 ГГц и 6–18 ГГц. Доступны также широкополосные устройства, охватывающие диапазон 2–18 ГГц.

Простой DLVA содержит широкополосный диодный детектор, за которым следует усилитель с логарифмической характеристикой и имеет диапазон входной мощности, как правило, от -45 дБм до 0 дБм. который может быть увеличен от -45 до +15 дБм в DLVA с расширенным диапазоном. Два устройства вместе с усилителем можно объединить, чтобы получить эффективный диапазон от -65 дБм до +15 дБм.

В DLVA с последовательным обнаружением, который включает в себя малошумящий усилитель, диапазон мощности может составлять обычно от -65 дБм до +10 дБм.

Системы измерения мгновенной частоты (IFM), блоки цифровых дискриминаторов DDU)

IFM могут обеспечить измерение частоты одного импульса. Они включают в себя набор частотных дискриминаторов линии задержки, при этом длины задержки увеличиваются в двоичной или другой последовательности. Обычно они включают в себя некоторую собственную выгоду. Дискриминатор с самой длинной линией задержки устанавливает точность и разрешение измерения частоты, коррелятор с самой короткой линией задержки определяет однозначную полосу пропускания DFD, а остальные корреляторы служат для разрешения неоднозначностей. Обычно в IFM имеется входной ограничительный усилитель. Это повышает принимаемый сигнал до постоянного уровня для обработки корреляторами, упрощая задачу декодирования частотных данных частотным процессором и подчеркивая «эффект захвата» при наличии одновременных сигналов. Обычно ВЧ-усилитель обеспечивает ограничение минимум 10 дБ при минимальном указанном уровне входного сигнала. Если отношение RF S:N слишком низкое, выходной сигнал коррелятора самой длинной линии задержки (который устанавливает частотное разрешение IFM) станет ухудшенным и зашумленным. При высоких отношениях S:N (+10 дБм) точность измерения частоты приближается к среднеквадратичной ошибке, ограниченной коррелятором, но при отношении сигнал/шум примерно -3 дБм появляются ошибки неоднозначности, вызывающие большие неточности измерений.

Самый низкий уровень входной мощности типичного DDU составляет около -75 дБм. а при коэффициенте шума приемника 10 дБ это дает точность частоты примерно 1 МГц. Они имеют динамический диапазон от 65 до 75 дБ и охватывают такие диапазоны частот, как 2–6 ГГц, 6–18 ГГц, а некоторые широкополосные устройства охватывают диапазон 2–18 ГГц.

С появлением цифровых технологий стали реализованы процессы, аналогичные процессам в аналоговой системе.

Аналого-цифровые преобразователи (АЦП)

Аналого -цифровой преобразователь , расположенный в конце радиочастотной цепи, обеспечивает цифровые сигналы для дальнейшей обработки сигналов. Поскольку АЦП работает с дискретизированными сигналами, необходимо, чтобы теорема выборки Найквиста – Шеннона выполнялась, чтобы данные не были потеряны. Как было показано ранее, радиочастотный импульс малой амплитуды, погруженный в широкополосный шум, может быть обнаружен квадратичным диодным детектором. Аналогичным образом, сигналы с расширенным спектром могут быть восстановлены из-под минимального уровня шума путем сжатия. Следовательно, чтобы гарантировать отсутствие потери данных, коэффициент усиления цепи должен быть достаточно высоким, чтобы гарантировать, что тепловой шум будет адекватно активировать аналого-цифровой преобразователь, чтобы любые сигналы, присутствующие в шуме, могли быть правильно восстановлены в процессе обнаружения или сжатия. Обычно среднеквадратичное напряжение шума, подаваемое на вход АЦП, должно составлять один или два бита диапазона АЦП, но не ниже. С другой стороны, чрезмерное усиление цепи, при котором уровень шума становится неоправданно высоким, приведет к потере динамического диапазона.

Рассмотрим в качестве примера ЛЧМ -сигнал с произведением временной полосы пропускания 200 и амплитудой ⁠ 1/2 LSB , который присутствует в шуме со среднеквадратичным напряжением ⁠ 1 LSB, присутствующем на входе АЦП. Оцифрованный, квантованный выходной сигнал относительно среднего значения аналогичен примеру на левом рисунке ниже. После сжатия в процессоре сигналов получается импульс высокой амплитуды, величина которого значительно превышает шум, как показано на рисунке справа.

Этот пример непреднамеренно показывает преимущества дизеринга. который используется для улучшения линейности и динамического диапазона АЦП. В случае рассматриваемого здесь сигнала, если бы не было шума, а был бы только сигнал, его амплитуда была бы недостаточной для работы АЦП.