Делители мощности и направленные ответвители

Делители мощности (также делители мощности и, при обратном использовании, сумматоры мощности ) и направленные ответвители представляют собой пассивные устройства, используемые в основном в области радиотехники. Они передают определенное количество электромагнитной энергии в линии передачи в порт, позволяющий использовать сигнал в другой цепи. Важной особенностью направленных ответвителей является то, что они соединяют мощность, идущую только в одном направлении. Мощность, поступающая на выходной порт, подается на изолированный порт, но не на связанный порт. Направленный ответвитель, предназначенный для равномерного разделения мощности между двумя портами, называется гибридным ответвителем .

Направленные ответвители чаще всего состоят из двух связанных линий передачи, расположенных достаточно близко друг к другу, так что энергия, проходящая через одну, передается через другую. Этот метод предпочтителен на микроволновых частотах, где конструкции линий передачи обычно используются для реализации многих элементов схемы. Однако устройства с сосредоточенными компонентами также возможны на более низких частотах, таких как звуковые частоты, встречающиеся в телефонии . Также на микроволновых частотах, особенно в верхних диапазонах, волноводные можно использовать конструкции. Многие из этих волноводных соединителей соответствуют одной из конструкций проводящих линий передачи, но есть также типы, уникальные для волноводов.

Направленные ответвители и делители мощности имеют множество применений. К ним относятся предоставление образца сигнала для измерения или мониторинга, обратная связь, объединение сигналов, поступающих на антенны и от них, формирование луча антенны, обеспечение ответвлений для кабельных распределенных систем, таких как кабельное телевидение, а также разделение передаваемых и принимаемых сигналов на телефонных линиях.

Обозначения и символы

Символы, наиболее часто используемые для направленных ответвителей, показаны на рисунке 1. коэффициент связи в дБ На символе может быть указан . Направленные ответвители имеют четыре порта . Порт 1 — это входной порт, на который подается питание. Порт 3 — это связанный порт, на котором появляется часть мощности, подаваемой на порт 1. Порт 2 — это порт передачи, куда выводится мощность из порта 1, за вычетом той части, которая пошла на порт 3. Направленные ответвители часто симметричны, поэтому существует также порт 4, изолированный порт. Часть мощности, подаваемой на порт 2, будет подаваться на порт 4. Однако устройство обычно не используется в этом режиме, и порт 4 обычно завершается согласованной нагрузкой (обычно 50 Ом). Это завершение может быть внутренним для устройства, и порт 4 недоступен пользователю. По сути, это приводит к созданию 3-портового устройства, отсюда и полезность второго символа для направленных ответвителей на рисунке 1. ^{[ 1 ]}

Символы формы;

P_{\mathrm {a,b} }\

в этой статье имеют значение «параметр P на порту a из-за входа на порт b ».

Обозначение делителей мощности показано на рисунке 2. Делители мощности и направленные ответвители по сути представляют собой устройства одного и того же класса. Направленный ответвитель обычно используется для 4-портовых устройств, которые слабо связаны, то есть только небольшая часть входной мощности поступает на связанный порт. Делитель мощности используется для устройств с сильной связью (обычно делитель мощности обеспечивает половину входной мощности на каждом из выходных портов — делитель 3 дБ ) и обычно считается 3-портовым устройством. ^{[ 2 ]}

Параметры

Общие свойства, необходимые для всех направленных ответвителей, — это широкая рабочая полоса пропускания , высокая направленность и хорошее согласование импеданса на всех портах, когда другие порты подключены к согласованные нагрузки. Некоторые из этих и другие общие характеристики обсуждаются ниже. ^{[ 3 ]}

Коэффициент связи

Коэффициент связи определяется как: $C_{3,1}=10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

где P ₁ — входная мощность порта 1, а P ₃ — выходная мощность связанного порта (см. рисунок 1).

Коэффициент связи представляет собой основное свойство направленного ответвителя. Коэффициент связи является отрицательной величиной, он не может превышать 0 дБ для пассивного устройства и на практике не превышает -3 дБ, поскольку превышение этого значения приведет к большей выходной мощности из связанного порта, чем мощность от передаваемого порта - по сути, их роли поменялись бы. Несмотря на то, что это отрицательная величина, знак минус часто опускается (но все же подразумевается) в тексте и диаграммах, а некоторые авторы ^{[ 4 ]} зашли так далеко, что определили ее как положительную величину. Связь не является постоянной, а меняется в зависимости от частоты. Хотя различные конструкции могут уменьшить разницу, теоретически невозможно создать идеально плоскую муфту. Направленные ответвители определяются с точки зрения точности связи в центре полосы частот. ^{[ 5 ]}

Потеря

основной линии Вносимые потери от порта 1 к порту 2 (P ₁ – P ₂ ) составляют:

Вносимые потери: $L_{i2,1}=-10\log {\left({\frac {P_{2}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

Часть этих потерь обусловлена некоторой мощностью, поступающей на соединенный порт, и называется потерями связи и определяется по формуле:

Потери сцепления: $L_{c2,1}=-10\log {\left(1-{\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

Вносимые потери идеального направленного ответвителя будут полностью состоять из потерь связи. Однако в реальном направленном ответвителе вносимые потери состоят из комбинации потерь связи, диэлектрических потерь, потерь в проводнике и КСВ потерь . В зависимости от диапазона частот потери на связь становятся менее значительными при уровне связи выше 15 дБ , когда другие потери составляют большую часть общих потерь. Теоретическая зависимость вносимых потерь (дБ) от связи (дБ) для бездиссипативного ответвителя показана на графике на рисунке 3 и в таблице ниже. ^{[ 6 ]}

Вносимые потери из-за связи
Муфта	Вносимая потеря
дБ	дБ
3	3.00
6	1.25
10	0.458
20	0.0436
30	0.00435

Изоляция

Изоляция направленного ответвителя может быть определена как разница уровней сигнала в дБ между входным портом и изолированным портом, когда два других порта завершаются согласованными нагрузками, или:

Изоляция: $I_{4,1}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

Изоляцию также можно определить между двумя выходными портами. В этом случае один из выходных портов используется в качестве входного; другой считается выходным портом, а два других порта (входной и изолированный) завершаются согласованной нагрузкой.

Следовательно: $I_{3,2}=-10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{2}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

Изоляция между входным и изолированными портами может отличаться от изоляции между двумя выходными портами. Например, изоляция между портами 1 и 4 может составлять 30 дБ , а изоляция между портами 2 и 3 может иметь другое значение, например 25 дБ . Изоляцию можно оценить по связи плюс обратные потери . Изоляция должна быть максимально высокой. В реальных соединителях изолированный порт никогда не бывает полностью изолирован. Некоторая радиочастотная мощность всегда будет присутствовать. Волноводные направленные ответвители будут иметь лучшую изоляцию. ^{[ 7 ]}

Направленность

Направленность напрямую связана с изоляцией. Он определяется как:

Направленность: $D_{3,4}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{3}}}\right)}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}+10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$

где: P ₃ — выходная мощность связанного порта, а P ₄ — выходная мощность изолированного порта.

Направленность должна быть как можно выше. Направленность очень высока на расчетной частоте и является более чувствительной функцией частоты, поскольку зависит от подавления двух волновых составляющих. Волноводные направленные ответвители будут иметь лучшую направленность. Направленность не поддается непосредственному измерению и рассчитывается путем сложения измерений изоляции и (отрицательной) связи по формуле: ^{[ 8 ]}

D_{3,4}=I_{4,1}+C_{3,1}\quad {\rm {dB}}

Обратите внимание, что если используется положительное определение связи, формула дает следующий результат:

D_{3,4}=I_{4,1}-C_{3,1}\quad {\rm {dB}}

S-параметры

для S-матрица идеального (бесконечная изоляция и идеально согласованное) симметричного направленного ответвителя определяется выражением:

\mathbf {S} ={\begin{bmatrix}0&\tau &\kappa &0\\\tau &0&0&\kappa \\\kappa &0&0&\tau \\0&\kappa &\tau &0\end{bmatrix}}

\tau \

- коэффициент передачи и,

\kappa \

коэффициент связи

В общем, $\tau \$ и $\kappa \$ являются комплексными частотно-зависимыми числами. Нули на главной диагонали матрицы являются следствием идеального совпадения: мощность, поступающая на какой-либо порт, не отражается обратно на тот же порт. Нули на антидиагонали матрицы являются следствием идеальной изоляции между входом и изолированным портом.

Для пассивного направленного ответвителя без потерь мы, кроме того, должны иметь:

\tau {\overline {\tau }}+\kappa {\overline {\kappa }}=1

поскольку вся мощность, поступающая на входной порт, должна выходить через один из двух других портов. ^{[ 9 ]}

Вносимые потери связаны с $\tau \$ к;

L(\mathrm {dB} )=-20\log |\tau |\

Коэффициент связи связан с $\kappa \$ к;

C(\mathrm {dB} )=20\log |\kappa |\

Ненулевые элементы главной диагонали связаны с обратными потерями , а ненулевые элементы антидиагонали связаны с изоляцией аналогичными выражениями.

Некоторые авторы определяют номера портов, поменяв местами порты 3 и 4. Это приводит к тому, что матрица рассеяния больше не является нулевой на антидиагонали. ^{[ 10 ]}

Амплитудный баланс

Эта терминология определяет разницу мощности в дБ между двумя выходными портами гибрида 3 дБ . В идеальной гибридной схеме разница должна составлять 0 дБ . Однако в практическом устройстве баланс амплитуд зависит от частоты и отличается от идеальной разницы в 0 дБ . ^{[ 11 ]}

Фазовый баланс

Разность фаз между двумя выходными портами гибридного соединителя должна составлять 0°, 90° или 180° в зависимости от используемого типа. Однако, как и в случае с балансом амплитуд, разность фаз чувствительна к входной частоте и обычно варьируется на несколько градусов. ^{[ 12 ]}

Типы линий электропередачи

Направленные муфты

Связанные линии передачи

Наиболее распространенной формой направленного ответвителя является пара связанных линий передачи. Они могут быть реализованы с помощью ряда технологий, включая коаксиальные и планарные технологии ( полосковые и микрополосковые ). Реализация полоскового типа четвертьволнового направленного ответвителя показана на рисунке 4. Мощность по соединенной линии течет в направлении, противоположном мощности по основной линии, поэтому расположение портов не такое, как показано на рисунке 1, но нумерация остается той же. По этой причине его иногда называют обратным соединителем . ^{[ 13 ]}

Основной линией является участок между портами 1 и 2, а связанной линией — участок между портами 3 и 4. Поскольку направленный ответвитель представляет собой линейное устройство, обозначения на рисунке 1 произвольны. Любой порт может быть входным (пример показан на рисунке 20), в результате чего порт, подключенный напрямую, станет передаваемым портом, соседний порт станет связанным портом, а диагональный порт станет изолированным портом. В некоторых направленных соединителях основная линия рассчитана на работу с высокой мощностью (большие разъемы), тогда как для сопряженного порта может использоваться небольшой разъем, например разъем SMA . Номинальная мощность внутренней нагрузки также может ограничивать работу подключенной линии. ^{[ 14 ]}

Рисунок 5 . Короткая направляющая муфта

Рисунок 6 . Направленный ответвитель короткого сечения с основной линией 50 Ом и 100 Ом связанной линией

Точность коэффициента связи зависит от допусков на размеры расстояния между двумя соединенными линиями. Для технологий планарной печати это сводится к разрешению процесса печати, которое определяет минимальную ширину дорожки, которую можно создать, а также накладывает ограничение на то, насколько близко линии могут быть расположены друг к другу. Это становится проблемой, когда требуется очень тесная связь, а ответвители 3 дБ часто используют другую конструкцию. Однако плотносвязанные линии могут быть изготовлены на воздушной полосковой линии , что также позволяет производить их с помощью планарной печатной технологии. В этом дизайне две линии напечатаны на противоположных сторонах диэлектрика, а не рядом. Связь двух линий по их ширине намного сильнее, чем связь, когда они расположены ребром друг к другу. ^{[ 15 ]}

Схема со связанными линиями λ/4 хороша для коаксиальных и полосковых реализаций, но не так хорошо работает в популярном сейчас формате микрополосковых линий, хотя конструкции существуют. Причина этого в том, что микрополоска не является однородной средой: над и под полоской пропускания существуют две разные среды. Это приводит к режимам передачи, отличным от обычного режима ТЕМ, встречающегося в проводящих цепях. Скорости распространения четных и нечетных мод различны, что приводит к дисперсии сигнала. Лучшим решением для микрополосковой линии является связанная линия, намного короче λ/4, как показано на рисунке 5, но у нее есть недостаток: коэффициент связи заметно возрастает с частотой. Иногда встречающийся вариант этой конструкции имеет более высокий импеданс связанной линии , чем основная линия, как показано на рисунке 6. Эта конструкция предпочтительна, когда ответвитель подается на детектор для контроля мощности. Линия с более высоким импедансом приводит к более высокому ВЧ-напряжению при заданной мощности основной линии, что упрощает работу детекторного диода. ^{[ 16 ]}

Диапазон частот, указанный производителями, соответствует частотному диапазону связанной линии. Реакция основной линии гораздо шире: например, ответвитель, указанный как 2–4 ГГц, может иметь основную линию, которая может работать на частоте 1–5 ГГц . Связанный отклик является периодическим в зависимости от частоты. Например, ответвитель со связанными линиями λ/4 будет иметь ответы при n λ/4, где n — нечетное целое число. ^{[ 17 ]}

Одна секция связи λ/4 хороша для полос пропускания менее октавы. Для достижения большей пропускной способности используются несколько секций связи λ/4. Проектирование таких ответвителей происходит во многом аналогично проектированию фильтров с распределенными элементами . Секции ответвителя рассматриваются как секции фильтра, и путем регулировки коэффициента связи каждой секции можно заставить соединенный порт иметь любую из классических характеристик фильтра, например максимально плоскую ( фильтр Баттерворта ), равнопульсирующую ( фильтр Кауэра ), или отклик заданной пульсации ( фильтр Чебышева ). Пульсация — это максимальное изменение выходного сигнала подключенного порта в его полосе пропускания , обычно выражаемое как плюс или минус значение в дБ от номинального коэффициента связи. ^{[ 18 ]}

Можно показать, что направленные ответвители со связанными линиями имеют $\tau \$ чисто реальный и $\kappa \$ чисто мнимый на всех частотах. Это приводит к упрощению S-матрицы и к тому, что связанный порт всегда находится в квадратурной фазе (90°) с выходным портом. Некоторые приложения используют эту разность фаз. Сдача в аренду $\kappa =i\kappa _{\mathrm {I} }\$ , идеальный случай работы без потерь упрощается до: ^{[ 19 ]}

\tau ^{2}+{\kappa _{\mathrm {I} }}^{2}=1\

Микрополосковый направленный ответвитель на выходе гетеродина на плате анализатора спектра.
Микрополосковый пилообразный направленный ответвитель

Ответвительный соединитель

Соединитель ответвлений состоит из двух параллельных линий передачи, физически соединенных вместе с двумя или более ответвлениями между ними. Линии ответвления расположены на расстоянии λ/4 друг от друга и представляют собой секции конструкции многосекционного фильтра так же, как несколько секций ответвителя со связанными линиями, за исключением того, что здесь связь каждой секции контролируется сопротивлением ответвлений. . Основная и совмещенная линии $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ импеданса системы. Чем больше секций в ответвителе, тем выше соотношение сопротивлений ответвлений. Линии с высоким импедансом имеют узкие дорожки, и это обычно ограничивает конструкцию тремя секциями плоского формата из-за производственных ограничений. Аналогичное ограничение применяется для коэффициентов связи менее 10 дБ ; низкое сцепление также требует узких гусениц. Связанные линии являются лучшим выбором, когда требуется слабая связь, но ответвители ответвлений хороши для жесткой связи и могут использоваться для гибридов с уровнем 3 дБ . Ответвители ответвлений обычно не имеют такой широкой полосы пропускания, как соединенные линии. Этот тип соединителя хорош для реализации в мощных, воздушных диэлектрических, сплошных стержнях, поскольку жесткую конструкцию легко поддерживать механически. ^{[ 20 ]}

Соединители ответвлений можно использовать в качестве перекрестков в качестве альтернативы воздушным мостам , которые в некоторых случаях вызывают неприемлемую степень соединения между пересекаемыми линиями. Идеальный перекресток ответвлений теоретически не имеет связи между двумя путями, проходящими через него. Конструкция представляет собой трехветвевой ответвитель, эквивалентный двум гибридным ответвителям по 3 дБ под углом 90°, соединенным каскадом . В результате фактически получается ответвитель 0 дБ . Он переключит входы на диагонально противоположные выходы с фазовой задержкой 90° в обеих линиях. ^{[ 21 ]}^{[ 22 ]}

Ланге муфта

Конструкция ответвителя Ланге аналогична встречно-штыревому фильтру с параллельными линиями, чередующимися для достижения связи. Он используется для сильных связей в диапазоне от 3 дБ до 6 дБ . ^{[ 23 ]}

Делители мощности

Самые ранние делители мощности линий электропередачи представляли собой простые Т-образные соединения. Они страдают от очень плохой изоляции между выходными портами – большая часть мощности, отраженной обратно от порта 2, попадает в порт 3. Можно показать, что теоретически невозможно одновременно согласовать все три порта пассивного устройства без потерь. три порта и плохая изоляция неизбежны. Однако это возможно с четырьмя портами, и это основная причина, по которой четырехпортовые устройства используются для реализации трехпортовых делителей мощности: четырехпортовые устройства могут быть спроектированы таким образом, чтобы мощность, поступающая на порт 2, распределялась между портом 1. и порт 4 (который заканчивается соответствующей нагрузкой), и ни один (в идеальном случае) не идет на порт 3. ^{[ 24 ]}

Термин «гибридный ответвитель» первоначально применялся к направленным ответвителям со связанной линией 3 дБ , то есть направленным ответвителям, в которых каждый из двух выходов имеет половину входной мощности. Это синонимично означало квадратурный ответвитель 3 дБ с выходами, сдвинутыми по фазе на 90°. Теперь любой согласованный 4-портовый порт с изолированными плечами и равным разделением мощности называется гибридным или гибридным соединителем. Другие типы могут иметь другие фазовые соотношения. Если 90°, то это 90° гибрид, если 180°, то 180° гибрид и так далее. В этой статье гибридная муфта без уточнения означает гибрид со спаренной линией. ^{[ 25 ]}

Делитель мощности Уилкинсона

состоит Делитель мощности Уилкинсона из двух параллельных несвязанных линий передачи λ/4. Вход подается на обе линии параллельно, а выходы завершаются перемычкой между ними с удвоенным сопротивлением системы. Конструкция может быть реализована в плоском формате, но она имеет более естественную реализацию в коаксиальном кабеле - в планарном варианте две линии должны быть разделены, чтобы они не соединялись, а должны быть сведены вместе на своих выходах, чтобы их можно было терминировать, тогда как в коаксиальном кабеле линии можно прокладывать рядом, используя внешние коаксиальные проводники для экранирования. Делитель мощности Уилкинсона решает проблему согласования простого Т-образного соединения: он имеет низкий КСВ на всех портах и высокую изоляцию между выходными портами. Входное и выходное сопротивление каждого порта рассчитано таким образом, чтобы оно было равно характеристическому сопротивлению микроволновой системы. Это достигается за счет увеличения импеданса линии $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ полного сопротивления системы – для системы с сопротивлением 50 Ом линии Уилкинсона составляют примерно 70 Ом. ^{[ 26 ]}

Гибридный соединитель

Направленные ответвители со связанной линией описаны выше. Если связь рассчитана на 3 дБ, это называется гибридным ответвителем. S-матрица для идеального симметричного гибридного соединителя сводится к;

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-1&0\\-i&0&0&-1\\-1&0&0&-i\\0&-1&-i&0\end{bmatrix}}

Два выходных порта имеют разность фаз 90° (от - i до -1), поэтому это гибрид 90°. ^{[ 27 ]}

Гибридное кольцевое соединение

Гибридный кольцевой ответвитель , также называемый ответвителем типа «крысиные бега», представляет собой направленный ответвитель с четырьмя портами на 3 дБ, состоящий из кольца линии передачи 3λ/2 с четырьмя линиями с интервалами, показанными на рисунке 12. Входная мощность на порте 1 разделяется и путешествует по рингу в обе стороны. На порты 2 и 3 сигнал поступает синфазно и суммируется, тогда как на порт 4 он не совпадает по фазе и отменяется. Порты 2 и 3 находятся в фазе друг с другом, поэтому это пример гибрида 0°. На рисунке 12 показана плоская реализация, но эту конструкцию можно также реализовать в коаксиальном кабеле или волноводе. Можно изготовить ответвитель с коэффициентом связи, отличным от 3 дБ , сделав каждую секцию кольца λ/4 попеременно низким и высоким импедансом, но для ответвителя 3 дБ изготавливается все кольцо. $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ импедансов портов – для конструкции с сопротивлением 50 Ом сопротивление кольца будет примерно 70 Ом . ^{[ 28 ]}

S-матрица для этого гибрида имеет вид;

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}

Гибридное кольцо несимметрично по своим портам; выбор другого порта в качестве входного не обязательно приведет к тем же результатам. При использовании порта 1 или порта 3 в качестве входа гибридное кольцо является гибридным с углом 0°, как указано. Однако использование порта 2 или порта 4 в качестве входных данных приводит к гибридному повороту на 180°. ^{[ 29 ]} Этот факт приводит к другому полезному применению гибридного кольца: его можно использовать для создания сигналов суммы (Σ) и разности (Δ) из двух входных сигналов, как показано на рисунке 12. При входе на порты 2 и 3 появляется сигнал Σ. на порту 1, а сигнал Δ появляется на порту 4. ^{[ 30 ]}

Несколько выходных делителей

Типичный делитель мощности показан на рисунке 13. В идеале входная мощность должна быть разделена поровну между выходными портами. Делители состоят из нескольких соединителей и, как и соединители, могут быть перевернуты и использованы в качестве мультиплексоров . Недостаток состоит в том, что для четырехканального мультиплексора выходная мощность составляет только 1/4 мощности каждого канала и является относительно неэффективной. Причина этого в том, что в каждом сумматоре половина входной мощности поступает на порт 4 и рассеивается на оконечной нагрузке. Если бы два входа были когерентными, фазы можно было бы расположить так, чтобы компенсация происходила на порту 4, а затем вся мощность поступала бы на порт 1. Однако входы мультиплексора обычно поступают от совершенно независимых источников и, следовательно, некогерентны. Мультиплексирование без потерь может быть выполнено только с помощью сетей фильтров. ^{[ 31 ]}

Типы волноводов

Волноводные направленные ответвители

Волноводный ответвитель

Описанный выше ответвитель ответвления также может быть реализован в волноводе. ^{[ 32 ]}

Направленный ответвитель с отверстием Бете

Одним из наиболее распространенных и простых волноводных направленных ответвителей является направленный ответвитель с дырками Бете. Он состоит из двух параллельных волноводов, расположенных один поверх другого, с отверстием между ними. Часть энергии из одной направляющей передается через отверстие в другую. Соединитель отверстия Бете является еще одним примером обратного соединителя. ^{[ 33 ]}

Концепция соединителя с отверстиями Бете может быть расширена за счет создания нескольких отверстий. Отверстия расположены на расстоянии λ/4 друг от друга. Конструкция таких муфт имеет параллели с многосекционными связанными линиями электропередачи. Использование нескольких отверстий позволяет расширить полосу пропускания за счет проектирования секций как фильтров Баттерворта, Чебышева или какого-либо другого класса. Размер отверстия выбирается таким образом, чтобы обеспечить желаемое соединение для каждой секции фильтра. Критериями проектирования являются достижение практически плоской связи вместе с высокой направленностью в желаемом диапазоне. ^{[ 34 ]}

Соединитель Riblet с коротким пазом

Ответвитель Риблета с короткими пазами представляет собой два волновода, расположенных рядом, с общей боковой стенкой, а не длинной стороной, как в ответвителе с дырками Бете. В боковой стенке вырезается паз для обеспечения соединения. Эта конструкция часто используется для создания ответвителя 3 дБ . ^{[ 35 ]}

Преобразователь, преобразователь с обращенной фазой

Обратно-фазовый ответвитель Швингера — это еще одна конструкция, в которой используются параллельные волноводы, на этот раз длинная сторона одного является общей с короткой боковой стенкой другого. Между волноводами вырезаны две смещенные от центра щели, расположенные на расстоянии λ/4 друг от друга. Швингер – это обратная муфта. Преимуществом этой конструкции является практически плоская характеристика направленности, а недостатком — сильно зависящая от частоты связь по сравнению с ответвителем на основе отверстия Бете, коэффициент связи которого незначительно меняется. ^{[ 36 ]}

Соединитель Moreno с перекрестной направляющей

Ответвитель Морено с перекрещенными направляющими имеет два волновода, расположенных один над другим, как и ответвитель Бете-дыра, но под прямым углом друг к другу, а не параллельно. По диагонали между волноводами на расстоянии вырезаются два смещенных от центра отверстия, обычно крестообразной формы. $\scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4$ отдельно. Муфта Морено хороша для жесткого соединения. Это компромисс между свойствами ответвителей Бете-дыра и Швингера, при этом связь и направленность изменяются в зависимости от частоты. ^{[ 37 ]}

Волноводные делители мощности

Волноводное гибридное кольцо

Рассмотренное выше гибридное кольцо также может быть реализовано в волноводе. ^{[ 38 ]}

Волшебная футболка

Когерентное разделение мощности впервые было реализовано с помощью простых тройников. На микроволновых частотах волноводные тройники имеют две возможные формы – E-плоскость и H-плоскость . Эти два перехода разделяют мощность поровну, но из-за различных конфигураций полей на переходе электрические поля на выходных плечах находятся в фазе для тройника в плоскости H и сдвинуты по фазе на 180 ° для тройника в плоскости E. Комбинация этих двух футболок, образующая гибридную футболку, известна как волшебная футболка . Волшебный тройник представляет собой четырехпортовый компонент, который может выполнять векторную сумму (Σ) и разность (Δ) двух когерентных микроволновых сигналов. ^{[ 39 ]}

Типы дискретных элементов

Гибридный трансформатор

Стандартный гибридный трансформатор 3 дБ показан на рисунке 16. Мощность на порте 1 делится поровну между портами 2 и 3, но в противофазе друг с другом. Таким образом, гибридный трансформатор представляет собой гибрид на 180°. Центральный отвод обычно завершается внутри, но его можно вывести как порт 4; в этом случае гибрид можно использовать как гибрид суммы и разности. Однако порт 4 имеет сопротивление, отличное от других портов, и для преобразования импеданса потребуется дополнительный трансформатор, если необходимо использовать этот порт с тем же импедансом системы. ^{[ 40 ]}

Гибридные трансформаторы обычно используются в телекоммуникациях для преобразования 2-4 проводов. Телефонные трубки содержат такой преобразователь для преобразования 2-проводной линии в 4-проводную от наушника и мундштука. ^{[ 41 ]}

Поперечные трансформаторы

Для более низких частот (менее 600 МГц компактная широкополосная реализация с помощью ВЧ-трансформаторов ) возможна . На рисунке 17 показана схема, предназначенная для слабой связи, и ее можно понять следующим образом: Сигнал поступает по одной паре линий. Один трансформатор снижает напряжение сигнала, другой уменьшает ток. Следовательно, импеданс согласован. Тот же аргумент справедлив для любого другого направления сигнала через соединитель. Относительный знак наведенного напряжения и тока определяет направление исходящего сигнала. ^{[ 42 ]}

Связь определяется формулой;

C_{3,1}=20\log n\

где n — соотношение витков вторичной обмотки к первичной.

Для связи на 3 дБ это равное разделение сигнала между передаваемым портом и связанным портом. $\scriptstyle n={\sqrt {2}}$ а изолированный порт имеет удвоенное характеристическое сопротивление – 100 Ом для системы с сопротивлением 50 Ом . Делитель мощности на 3 дБ , основанный на этой схеме, имеет два выхода с фазой 180° друг к другу, по сравнению со связанными линиями λ/4, которые имеют соотношение фаз 90°. ^{[ 43 ]}

Резистивный тройник

В качестве делителя мощности можно использовать простую схему тройника из резисторов, как показано на рисунке 18. Эту схему также можно реализовать как схему треугольника, применив преобразование Y-Δ . В дельта-форме используются резисторы, равные импедансу системы. системы всегда доступны прецизионные резисторы, соответствующие значению полного сопротивления системы Это может быть выгодно, поскольку для большинства номинальных импедансов . Преимуществом тройника является простота, низкая стоимость и широкая полоса пропускания. У него есть два основных недостатка; во-первых, схема будет рассеивать мощность, поскольку она резистивная: равное разделение приведет к вносимым потерям 6 дБ вместо 3 дБ . Вторая проблема заключается в том, что направленность 0 дБ приводит к очень плохой изоляции между выходными портами. ^{[ 44 ]}

Вносимые потери не являются такой проблемой при неравномерном распределении мощности: например, -40 дБ на порту 3 имеет вносимые потери менее 0,2 дБ на порту 2. Изоляция может быть улучшена за счет вносимых потерь на обоих выходных портах путем замена выходных резисторов на Т-образные колодки . Улучшение изоляции превышает добавленные вносимые потери. ^{[ 45 ]}

Гибридный резистивный мост 6 дБ

Настоящий гибридный делитель/разветвитель с теоретически бесконечной изоляцией и направленностью может быть изготовлен из резистивной мостовой схемы. Как и тройник, мост имеет 6 дБ вносимые потери . Его недостаток заключается в том, что его нельзя использовать в несбалансированных цепях без добавления трансформаторов; однако он идеально подходит для симметричных телекоммуникационных линий с сопротивлением 600 Ом , если вносимые потери не являются проблемой. Резисторы в мосту, которые представляют собой порты, обычно не являются частью устройства (за исключением порта 4, который вполне можно оставить постоянно закрытым внутри), они обеспечиваются оконечными нагрузками линии. Таким образом, устройство состоит по существу из двух резисторов (плюс оконечная нагрузка порта 4). ^{[ 46 ]}

Приложения

Мониторинг

Связанный выход направленного ответвителя можно использовать для контроля частоты и уровня мощности сигнала без прерывания основного потока мощности в системе (за исключением снижения мощности – см. рисунок 3). ^{[ 47 ]}

Использование изоляции

Если изоляция высокая, направленные ответвители хороши для объединения сигналов для подачи по одной линии на приемник для тестирования двухтонального приемника . На рисунке 20 один сигнал поступает в порт P3 _, другой — в порт P2 _, а оба выходят из порта _P1 . Сигнал от порта P3 _к порту P1 _будет иметь потери 10 дБ , а сигнал от порта P2 _к порту P1 _будет иметь 0,5 дБ потери . Внутренняя нагрузка на изолированный порт будет рассеивать потери сигнала от порта P3 _и порта _P2 . Если изоляторами на рисунке 20 пренебречь, измерение изоляции (от порта P2 _до порта P3 ₎ определит количество мощности от генератора сигналов F2 _, которая будет подана в генератор сигналов _F1 . По мере увеличения уровня впрыска это может вызвать модуляцию генератора сигналов F ₁ или даже блокировку фазы впрыска. Из-за симметрии направленного ответвителя обратная инжекция будет происходить с теми же возможными проблемами модуляции генератора сигналов F ₂ с помощью F ₁ . Поэтому изоляторы используются на рисунке 20 для эффективного повышения изоляции (или направленности) направленного ответвителя. Следовательно, потери на впрыске будут равны изоляции направленного ответвителя плюс обратной изоляции изолятора. ^{[ 48 ]}

Гибриды

Приложения гибрида включают моноимпульсные компараторы, смесители , сумматоры мощности, делители, модуляторы и с фазированной решеткой антенные системы радаров . Для когерентных делителей мощности можно использовать как синфазные устройства (такие как делитель Уилкинсона), так и квадратурные (90°) гибридные ответвители. Пример квадратурных гибридов, используемых в когерентном сумматоре мощности, приведен в следующем разделе. ^{[ 49 ]}

Недорогая версия делителя мощности используется дома для разделения сигналов кабельного или эфирного телевидения на несколько телевизоров и других устройств. Многопортовые разветвители с более чем двумя выходными портами обычно состоят из нескольких каскадно соединенных соединителей. Услугу широкополосного доступа в Интернет внутри страны могут предоставлять компании кабельного телевидения ( кабельный Интернет ). интернет-модем домашнего пользователя Кабельный подключается к одному порту сплиттера. ^{[ 50 ]}

Сумматоры мощности

Поскольку гибридные схемы являются двунаправленными, их можно использовать как для когерентного объединения мощности, так и для ее разделения. На рисунке 21 показан пример разделения сигнала для подачи на несколько усилителей малой мощности, а затем рекомбинирования для подачи на одну антенну высокой мощности. ^{[ 51 ]}

Фазы входов каждого сумматора мощности расположены так, что два входа сдвинуты по фазе друг с другом на 90°. Поскольку связанный порт гибридного сумматора сдвинут по фазе с передаваемым портом на 90°, это приводит к суммированию мощностей на выходе сумматора и нейтрализации на изолированном порту: типичный пример на рисунке 21 показан на рисунке 22. Обратите внимание, что имеется дополнительный фиксированный сдвиг фазы на 90° для обоих портов каждого сумматора/делителя, который для простоты не показан на диаграммах. ^{[ 52 ]} Подача синфазной мощности на оба входных порта не даст желаемого результата: квадратурная сумма двух входов появится на обоих выходных портах – то есть половина общей мощности каждого из них. Такой подход позволяет использовать в схеме множество менее дорогих и маломощных усилителей вместо одной мощной ЛБВ . Еще один подход заключается в том, чтобы каждый твердотельный усилитель (SSA) питал антенну, а мощность объединялась в пространстве или использовалась для питания линзы, прикрепленной к антенне. ^{[ 53 ]}

Разность фаз

**Рисунок 23** . Фазовая комбинация двух антенн

Фазовые свойства гибридного ответвителя под углом 90° можно с большим преимуществом использовать в микроволновых цепях. Например, в симметричном микроволновом усилителе два входных каскада подаются через гибридный соединитель. Устройство на полевом транзисторе обычно имеет очень плохое согласование и отражает большую часть падающей энергии. Однако, поскольку устройства по существу идентичны, коэффициенты отражения каждого устройства равны. Отраженное напряжение от полевых транзисторов синфазно на изолированном порту и отличается на 180° на входном порту. Таким образом, вся отраженная мощность от полевых транзисторов поступает на нагрузку изолированного порта и никакая мощность не поступает на входной порт. Это приводит к хорошему входному согласованию (низкий КСВ). ^{[ 54 ]}

Если для входа антенны в гибридный ответвитель 180° используются линии согласования по фазе, как показано на рисунке 23, то нулевое значение будет возникать непосредственно между антеннами. Чтобы принять сигнал в этой позиции, нужно будет либо изменить тип гибрида, либо длину линии. чтобы отклонить сигнал с заданного направления или создать разностную диаграмму для моноимпульсного радара . Это хороший подход, ^{[ 55 ]}

Фазоразностные ответвители можно использовать для создания наклона луча на УКВ FM- радиостанции за счет задержки фазы на нижние элементы антенной решетки . В более общем смысле, разностные ответвители вместе с фиксированными фазовыми задержками и антенными решетками используются в сетях формирования луча, таких как матрица Батлера , для создания радиолуча в любом заданном направлении. ^{[ 56 ]}

См. также

Ссылки

^ Исии, стр.200
Центр ВВС ВМФ, стр.6-4.1
^ Райсанен и Лехто, стр.116.
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
^ Например; Морган, стр.149
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Висмюллер, стр.101
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.2
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.2
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3
^ Дайер, стр.479
Исии, стр.216
Райсанен и Лехто, стр. 120–122.
^ Например, Райсанен и Лехто, стр. 120–122.
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3
^ Морган, стр.149
Мэтью и др. , стр. 775–777.
Висмюллер, стр.101
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Мэтью и др. , стр. 585–588, 776–778.
^ Райсанен и Лехто, стр. 124–126.
Визмюллер, стр. 102–103.
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Мэтью и др. , стр. 775–777.
^ Исии, стр.216
Ряйсянен и Лехто, стр.120-122.
^ Исии, стр. 223–226.
Мэтью и др. , стр. 809–811.
Райсянен и Лехто, стр.127
^ Комитанджело и др. , с. 2127-2128 гг.
^ Иннок и др. , стр. 2, 5, 7
^ Райсанен и Лехто, стр.126.
^ Райсанен и Лехто, стр. 117–118.
^ Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.1, 6.4.3.
^ Дайер, стр.480
Райсянен и Лехто, стр.118-119.
Центр ВМФ, стр.6.4.4
^ Исии, стр.200
^ Исии, стр. 229–230.
Морган, с. 150
Райсанен и Лехто, стр. 126–127
^ Исии, с. 201
^ Райсанен и Лехто, стр. 122, 127
^ Редди и др. , стр. 60, 71.
Центр ВМФ ВМФ, стр.6.4.4, 6.4.5
^ Мэтью и др. , стр. 811–812.
Исии, стр. 223–226.
^ Исии, стр.202
Морган, стр.149
^ Исии, стр. 205–6, 209.
Морган, стр.149
Райсанен и Лехто, стр. 122–123.
^ Исии, стр.211
^ Исии, стр. 211–212.
^ Исии, стр. 212–213.
^ Морган, стр.149
↑ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.4.
Исии, стр.201
Райсанен и Лехто, стр. 123–124.
^ Хикман, стр. 50–51.
^ Бигелоу и др. , стр.211
Шапюи и Джоэл, стр.512
^ Визмюллер, стр. 107–108.
^ Висмюллер, стр.108.
^ Хикман, стр. 49–50.
^ Хикман, стр.50
^ Брайант, стр. 114–115.
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
^ Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.2–6.4.3.
^ Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.3–6.4.4.
^ Чен, стр.76
Гралла, стр.61-62.
^ Райсанен и Лехто, стр.116.
^ Исии, стр.200
↑ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.5.
^ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3
↑ Центр военно-морской авиации, стр.6.4.4.
^ Фудзимото, стр. 199–201.
Ло и Ли, стр.27.7

Библиография

В этой статье использованы общедоступные материалы из Справочник по проектированию радиоэлектронной борьбы и радиолокационных систем (номер отчета ТС 92-78) . Отдел авионики дивизии вооружения Военно-воздушного центра ВМФ . Проверено 9 июня 2006 г. (стр. 6–4.1–6–4.5 Делители мощности и направленные ответвители).

Стивен Дж. Бигелоу, Джозеф Дж. Карр, Стив Уиндер, Понимание телефонной электроники Newnes, 2001 г. ISBN 0-7506-7175-0 .
Джефф Х. Брайант, Принципы микроволновых измерений , Институт инженеров-электриков, 1993 г. ISBN 0-86341-296-3 .
Роберт Дж. Чапюи, Амос Э. Джоэл, 100 лет телефонной коммутации (1878–1978): электроника, компьютеры и телефонная коммутация (1960–1985) , IOS Press, 2003 г. ISBN 1-58603-372-7 .
Уолтер Ю. Чен, Основы домашних сетей , Prentice Hall Professional, 2003 г. ISBN 0-13-016511-5 .
Р. Комитанджело, Д. Минервини, Б. Пиовано, «Сети формирования луча оптимального размера и компактности для многолучевых антенн на частоте 900 МГц» , Международный симпозиум Общества антенн и распространения IEEE, 1997 г. , том. 4, стр. 2127-2130, 1997.
Стивен А. Дайер, Обзор приборов и измерений Wiley-IEEE, 2001 г. ISBN 0-471-39484-X .
Кёхей Фудзимото, Справочник по мобильным антенным системам , Artech House, 2008 г. ISBN 1-59693-126-4 .
Престон Гралла, Как работает Интернет , Que Publishing, 1998 г. ISBN 0-7897-1726-3 .
Ян Хикман, Практическое руководство по радиочастотам , Newnes, 2006 г. ISBN 0-7506-8039-3 .
Апинья Иннок, Пирапонг Утансакул, Монтиппа Утансакул, «Техника углового формирования луча для системы формирования луча MIMO» , Международный журнал антенн и распространения , том. 2012, вып. 11 декабря 2012 г.
Томас Корю Исии, Справочник по микроволновой технике: компоненты и устройства , Academic Press, 1995 г. ISBN 0-12-374696-5 .
Ю.Т. Ло, С.В. Ли, Справочник по антеннам: приложения , Springer, 1993 г. ISBN 0-442-01594-1 .
Маттеи, Джордж Л.; Янг, Лео и Джонс, СВЧ-фильтры ЕМТ, сети согласования импеданса и структуры связи. МакГроу-Хилл, 1964 г. ОСЛК 299575271
Д. Морган, Справочник по испытаниям и измерениям ЭМС , ИЭПП, 1994 г. ISBN 0-86341-756-6 .
Антти В. Ряйсянен, Арто Лехто, Радиотехника для беспроводной связи и сенсорных приложений , Artech House, 2003 г. ISBN 1-58053-542-9 .
К.Р. Редди, С.Б. Бадами, В. Баласубраманян, Колебания и волны , Universities Press, 1994 г. ISBN 81-7371-018-X .
Питер Визмюллер, Руководство по проектированию радиочастот: системы, схемы и уравнения, Том 1 , Artech House, 1995 г. ISBN 0-89006-754-6 .

[1] Исии, стр.200
Центр ВВС ВМФ, стр.6-4.1

[2] Райсанен и Лехто, стр.116.

[3] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1

[4] Например; Морган, стр.149

[5] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Висмюллер, стр.101

[6] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.2

[7] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.2

[8] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3

[9] Дайер, стр.479
Исии, стр.216
Райсанен и Лехто, стр. 120–122.

[10] Например, Райсанен и Лехто, стр. 120–122.

[11] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3

[12] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3

[13] Морган, стр.149
Мэтью и др. , стр. 775–777.
Висмюллер, стр.101

[14] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1

[15] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Мэтью и др. , стр. 585–588, 776–778.

[16] Райсанен и Лехто, стр. 124–126.
Визмюллер, стр. 102–103.

[17] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1

[18] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1
Мэтью и др. , стр. 775–777.

[19] Исии, стр.216
Ряйсянен и Лехто, стр.120-122.

[20] Исии, стр. 223–226.
Мэтью и др. , стр. 809–811.
Райсянен и Лехто, стр.127

[21] Комитанджело и др. , с. 2127-2128 гг.

[22] Иннок и др. , стр. 2, 5, 7

[23] Райсанен и Лехто, стр.126.

[24] Райсанен и Лехто, стр. 117–118.

[25] Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.1, 6.4.3.

[26] Дайер, стр.480
Райсянен и Лехто, стр.118-119.
Центр ВМФ, стр.6.4.4

[27] Исии, стр.200

[28] Исии, стр. 229–230.
Морган, с. 150
Райсанен и Лехто, стр. 126–127

[29] Исии, с. 201

[30] Райсанен и Лехто, стр. 122, 127

[31] Редди и др. , стр. 60, 71.
Центр ВМФ ВМФ, стр.6.4.4, 6.4.5

[32] Мэтью и др. , стр. 811–812.
Исии, стр. 223–226.

[33] Исии, стр.202
Морган, стр.149

[34] Исии, стр. 205–6, 209.
Морган, стр.149
Райсанен и Лехто, стр. 122–123.

[35] Исии, стр.211

[36] Исии, стр. 211–212.

[37] Исии, стр. 212–213.

[38] Морган, стр.149

[39] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.4.
Исии, стр.201
Райсанен и Лехто, стр. 123–124.

[40] Хикман, стр. 50–51.

[41] Бигелоу и др. , стр.211
Шапюи и Джоэл, стр.512

[42] Визмюллер, стр. 107–108.

[43] Висмюллер, стр.108.

[44] Хикман, стр. 49–50.

[45] Хикман, стр.50

[46] Брайант, стр. 114–115.

[47] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.1

[48] Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.2–6.4.3.

[49] Центр военно-морской авиации, стр. 6.4.3–6.4.4.

[50] Чен, стр.76
Гралла, стр.61-62.

[51] Райсанен и Лехто, стр.116.

[52] Исии, стр.200

[53] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.5.

[54] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.3

[55] Центр военно-морской авиации, стр.6.4.4.

[56] Фудзимото, стр. 199–201.
Ло и Ли, стр.27.7

[ 1 ]

[ 2 ]

[ 3 ]

[ 4 ]

[ 5 ]

[ 6 ]

[ 7 ]

[ 8 ]

[ 9 ]

[ 10 ]

[ 11 ]

[ 12 ]

[ 13 ]

[ 14 ]

[ 15 ]

[ 16 ]

[ 17 ]

[ 18 ]

[ 19 ]

[ 20 ]

[ 21 ]

[ 22 ]

[ 23 ]

[ 24 ]

[ 25 ]

[ 26 ]

[ 27 ]

[ 28 ]

[ 29 ]

[ 30 ]

[ 31 ]

[ 32 ]

[ 33 ]

[ 34 ]

[ 35 ]

[ 36 ]

[ 37 ]

[ 38 ]

[ 39 ]

[ 40 ]

[ 41 ]

[ 42 ]

[ 43 ]

[ 44 ]

[ 45 ]

[ 46 ]

[ 47 ]

[ 48 ]

[ 49 ]

[ 50 ]

[ 51 ]

[ 52 ]

[ 53 ]

[ 54 ]

[ 55 ]

[ 56 ]